Instabilität von OP bei Kapazität am Eingang?

[Tilmann Reh]

Hallo zusammen,

im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und
ist daher hier als C1 eingezeichnet:

C2||22p
.-----||-----.
| || |
| ___ |
o----|___|---o
| R2 330k |
| .-----)---------------.
100R | |\| | |
.-----|___|------o----|-\ | /+\
| R1 | >----' ( )5V
| .----|+/ OPA2340 \-/
|C1 | |/| |
|4n7 /+\ | |
--- ( ) | |
--- \-/ | |
| | 2V5 | |
| | | |
'----------------o------o---------------------'

(created by AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 www.tech-chat.de)

Die Kapazität am Eingang verursacht eine Instabilität des OP, das Teil
schwingt (ohne Eingangssignal, exakt nur die obige Schaltung) sachte und
unregelmäßig bei Frequenzen von einigen kHz und einer Ausgangsamplitude
von ca. 50-80 mVss vor sich hin. Das Signal ist alles andere als
sinusförmig, hat aber doch einen erkennbar wellenförmigen Verlauf.
(Bei Bedarf kann ich ja mal ein Schirmbild online stellen.)

Es handelt sich nicht um eine Einkopplung eines äußeren Signals, das
Ganze ist kompakt in SMD auf einer "richtigen" Leiterplatte mit guter
Massefläche und Abblock-C direkt am OP aufgebaut. Die Instabilität ist
mit einem Kerko am Eingang genauso reproduzierbar wie mit der Fotodiode.
Versorgung und 2V5-Referenz sind, soweit mit dem Oszilloskop
feststellbar, absolut sauber.

Änderung vom "Schutzwiderstand" R1 auf z.B. 0, 1k oder 10k bewirken gar
nichts, ebenso wie das Vergrößern von C2. Sobald man C1 entfernt, ist
der OP-Ausgang perfekt ruhig (bis auf ein ganz kleines bißchen Rauschen
natürlich).

Andere testhalber eingesetzte OP-Typen (OPA2337, TS912, TLC27L7) haben
grundsätzlich dasselbe Problem, wenn auch das Frequenzspektrum dann
etwas anders ist (27L7 schwingt z.B. deutlich langsamer).

Das Großsignalverhalten scheint einwandfrei (z.B. mit der Fotodiode und
"intensiver" Ansteuerung (einige µA)), nur ist eben alles mit dieser
seltsamen Schwingung überlagert.

Hat jemand eine Idee, warum der OP diese Kapazität am Eingang nicht
verträgt?

Tilmann

[Alexander Dörr]

Post by Tilmann Reh
Hallo zusammen,
im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und

Hallo Tilmann,

große Kapazitäten am Eingang eins Transimpedanzverstärkers führen oft
zur beobachteten Instabilität. In der von dir skizzierten Schaltung kann
man nur durch Vergrößern der Gegenkopplungskapazität die Stabilität
wieder in den Griff bekommen. Wenn du keine obere Grenzfrequenz von
21kHz brauchst, solltest du auf jeden Fall C2 vergrößern.

Ein beliebter Trick ist ein Transistor in Basisschaltung vor dem Eingang
des TIA, um die hohe Photodiodenkapazität vom Einang zu "isolieren".
Beschrieben ist dies z. B. in AN1244 von National Semiconductor oder in
"Photodiode Front Ends - The REAL Story" von Philip Hobbs. Beides kann
ich dir bei Interesse zumailen.

Gruß,
Alexander

[Tilmann Reh]

Post by Alexander Dörr
große Kapazitäten am Eingang eins Transimpedanzverstärkers führen oft
zur beobachteten Instabilität. In der von dir skizzierten Schaltung kann
man nur durch Vergrößern der Gegenkopplungskapazität die Stabilität
wieder in den Griff bekommen. Wenn du keine obere Grenzfrequenz von
21kHz brauchst, solltest du auf jeden Fall C2 vergrößern.

...was das Einschwingen nachher in der Applikation leider stark
verlangsamen dürfte.

Post by Alexander Dörr
Ein beliebter Trick ist ein Transistor in Basisschaltung vor dem Eingang
des TIA, um die hohe Photodiodenkapazität vom Einang zu "isolieren".
Beschrieben ist dies z. B. in AN1244 von National Semiconductor oder in
"Photodiode Front Ends - The REAL Story" von Philip Hobbs. Beides kann
ich dir bei Interesse zumailen.

Vielen Dank für die Hinweise, habe mir beide gerade mal "besorgt". Vor
allem letzteres enthält etliche sicher brauchbare Informationen.

Danke und frohe Ostern,

Tilmann

[Joerg]

Hallo Tilmann,

Post by Tilmann Reh

Post by Alexander Dörr
große Kapazitäten am Eingang eins Transimpedanzverstärkers führen oft
zur beobachteten Instabilität. In der von dir skizzierten Schaltung kann
man nur durch Vergrößern der Gegenkopplungskapazität die Stabilität
wieder in den Griff bekommen. Wenn du keine obere Grenzfrequenz von
21kHz brauchst, solltest du auf jeden Fall C2 vergrößern.

...was das Einschwingen nachher in der Applikation leider stark
verlangsamen dürfte.

Post by Alexander Dörr
Ein beliebter Trick ist ein Transistor in Basisschaltung vor dem Eingang
des TIA, um die hohe Photodiodenkapazität vom Einang zu "isolieren".
Beschrieben ist dies z. B. in AN1244 von National Semiconductor oder in
"Photodiode Front Ends - The REAL Story" von Philip Hobbs. Beides kann
ich dir bei Interesse zumailen.

Vielen Dank für die Hinweise, habe mir beide gerade mal "besorgt". Vor
allem letzteres enthält etliche sicher brauchbare Informationen.

Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige
Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA
hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig
pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte
Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen
rauscharmen.

Anderer Trick: Photodiode vorspannen. Die meisten duerfen bis 5V
bekommen, manche mehr. Das reduziert die Kapazitaet.

[Jürgen Appel]

Post by Joerg
Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige
Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA
hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig
pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte
Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen
rauscharmen.

Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Basisschaltungs-Trick auch versucht, geholfen hat er allerdings nicht:
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.

Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?
Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen
Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom
nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder
schlechter?

Das T-Glied in der Rückkopplung des TIA wollen wir unbedingt vermeiden, weil
am Ende das Rauschen unter 10000 Elektronen pro 12ns-Lichtpuls liegen
soll...

Gruß,
Jürgen

[Joerg]

Hallo Juergen,

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige
Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA
hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig
pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte
Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen
rauscharmen.

Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.

Bei mir hat das noch nie geschwungen, komme allerdings auch aus der HF
Ecke. Wichtig ist, alles auf einer Ground Plane aufzubauen und alle zu
erdenden Punkt direkt mit 0603 Caps auf diese Ground plane zu setzen. Im
Extremfall kleine Trennbleche ueber den Transistor und den Opamp, damit
sich Ein- und Abgaenge jeweils nicht "sehen".

Sieh Dir einmal den Texas THS4021 an. Der wird in meinem naechsten
Design werkeln, wo es auch recht rauscharm zugehen muss.

Post by Jürgen Appel
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?
Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen
Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom
nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder
schlechter?

Vermutlich eher schlechter, aber Darlington ist i.d.R. nicht noetig.

Post by Jürgen Appel
Das T-Glied in der Rückkopplung des TIA wollen wir unbedingt vermeiden, weil
am Ende das Rauschen unter 10000 Elektronen pro 12ns-Lichtpuls liegen
soll...

Weia. Da ist erst recht ein astreiner HF-maessiger Aufbau noetig. Am
besten gleich in einem Weissblechkaestchen. Und im Labor ein allgemeines
Niess- und Huestelverbot erlassen.

[Jürgen Appel]

Post by Joerg
Bei mir hat das noch nie geschwungen, komme allerdings auch aus der HF
Ecke. Wichtig ist, alles auf einer Ground Plane aufzubauen und alle zu
erdenden Punkt direkt mit 0603 Caps auf diese Ground plane zu setzen.

Also eine durchgehende ground plane selbst unter dem OP-Amp? In den
application notes wird immer empfohlen, direkt unter dem ob-Amp kein ground
zu haben, um die zusätzliche kapazitive Belastung klein zu halten. Das
ermöglicht dann auch, den feedback-Widerstand direkt unter den OP-Amp zu
setzen. Oder komme ich um vier Lagen nicht herum?

Post by Joerg
Im
Extremfall kleine Trennbleche ueber den Transistor und den Opamp, damit
sich Ein- und Abgaenge jeweils nicht "sehen".

Wäre evtl. ne Möglichkeit. Der eine leidlich funktionierende Prototyp hat
zwei gegroundete Drähte kreuzweise über dem Chip...

Post by Joerg
Sieh Dir einmal den Texas THS4021 an. Der wird in meinem naechsten
Design werkeln, wo es auch recht rauscharm zugehen muss.

Auch nicht schlecht: Etwas mehr Spannungsrauschen als der OPA847, dafür
weniger Stromrauschen und noch genug open-loop-Gain bei 100 MHz. Könnte den
Versuch eines "drop-in replacements" wert sein...

Da Du vor Monaten schon mal vom den OPA847 erwähnt hattest: Warum habt ihr
euch für den THS4021 entschieden? Oder war das für ein anderes Projekt?
Beim ersten Überfliegen des Datenblattes scheinen die beiden sich sehr
ähnlich zu sein, der THS ist ein wenig langsamer und die
Muster-Verstärkungsplots sehen beim OPA847 schöner aus ;-). Gibt's da was
bemerkenswertes? Oder war's am Ende der Preis?

Post by Joerg
Weia. Da ist erst recht ein astreiner HF-maessiger Aufbau noetig. Am
besten gleich in einem Weissblechkaestchen. Und im Labor ein allgemeines
Niess- und Huestelverbot erlassen.

Ja, so sieht das jetzt schon aus. Das ganze sitzt in der Tat in einer
Weißblechdose auf einem schwingungsgedämpften optischen Tisch; Ferrite,
Serienwiderstände und mehrfache Abblockkondensatoren in der Stromversorgung
sind natürlich auch da... ;-)

Gruß,
Jürgen

[Ralph A. Schmid, dk5ras]

Post by Jürgen Appel
Also eine durchgehende ground plane selbst unter dem OP-Amp? In den
application notes wird immer empfohlen, direkt unter dem ob-Amp kein ground
zu haben, um die zusätzliche kapazitive Belastung klein zu halten.

Da gibt es dann immer die Empfehlung dieses niedlichen Ringes :-)

[Joerg]

Hallo Juergen

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Bei mir hat das noch nie geschwungen, komme allerdings auch aus der HF
Ecke. Wichtig ist, alles auf einer Ground Plane aufzubauen und alle zu
erdenden Punkt direkt mit 0603 Caps auf diese Ground plane zu setzen.

Also eine durchgehende ground plane selbst unter dem OP-Amp? In den
application notes wird immer empfohlen, direkt unter dem ob-Amp kein ground
zu haben, um die zusätzliche kapazitive Belastung klein zu halten. Das
ermöglicht dann auch, den feedback-Widerstand direkt unter den OP-Amp zu
setzen. Oder komme ich um vier Lagen nicht herum?

Ich habe durchgehende Ground Plane. Guard Rings und so halte ich bei
ueber 100MHz eher fuer, ahem, Voodoo. Unter vier Lagen geht das schon,
aber da muss ordentlich Gehirnschmalz ins Layout, besonders die Versorgung.

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Im
Extremfall kleine Trennbleche ueber den Transistor und den Opamp, damit
sich Ein- und Abgaenge jeweils nicht "sehen".

Wäre evtl. ne Möglichkeit. Der eine leidlich funktionierende Prototyp hat
zwei gegroundete Drähte kreuzweise über dem Chip...

Post by Joerg
Sieh Dir einmal den Texas THS4021 an. Der wird in meinem naechsten
Design werkeln, wo es auch recht rauscharm zugehen muss.

Auch nicht schlecht: Etwas mehr Spannungsrauschen als der OPA847, dafür
weniger Stromrauschen und noch genug open-loop-Gain bei 100 MHz. Könnte den
Versuch eines "drop-in replacements" wert sein...

Ist es. Das Ding fluppte sofort nach Einloeten.

Post by Jürgen Appel
Da Du vor Monaten schon mal vom den OPA847 erwähnt hattest: Warum habt ihr
euch für den THS4021 entschieden? Oder war das für ein anderes Projekt?
Beim ersten Überfliegen des Datenblattes scheinen die beiden sich sehr
ähnlich zu sein, der THS ist ein wenig langsamer und die
Muster-Verstärkungsplots sehen beim OPA847 schöner aus ;-). Gibt's da was
bemerkenswertes? Oder war's am Ende der Preis?

Damals Beschaffungsschwierigkeiten. Wir bleiben derzeit auf Distanz zur
OPA Serie. Erstmal abwarten, wie sich die Wellen beruhigen. Der Preis
des 847 ist natuerlich auch nicht so der Hit.

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Weia. Da ist erst recht ein astreiner HF-maessiger Aufbau noetig. Am
besten gleich in einem Weissblechkaestchen. Und im Labor ein allgemeines
Niess- und Huestelverbot erlassen.

Ja, so sieht das jetzt schon aus. Das ganze sitzt in der Tat in einer
Weißblechdose auf einem schwingungsgedämpften optischen Tisch; Ferrite,
Serienwiderstände und mehrfache Abblockkondensatoren in der Stromversorgung
sind natürlich auch da... ;-)

Vorsicht bei Ferrit. Manchmal sind ein paar zig induktivitaetsarme Ohms
vorteilhafter. Block-C sollte 0603 oder maximla 0805 sein und der dirket
am Pin irgendwo zwischen 3.3nF und 10nF. Nebenan dann 0.1uF usw.

[Ralph A. Schmid, dk5ras]

Post by Joerg
Damals Beschaffungsschwierigkeiten. Wir bleiben derzeit auf Distanz zur
OPA Serie. Erstmal abwarten, wie sich die Wellen beruhigen. Der Preis
des 847 ist natuerlich auch nicht so der Hit.

Wir schmeißen die OPAs (und die OP15) auch derzeit raus, teuer, lange
Lieferzeiten, und schon viel Schrott geliefert bekommen :(

[Joerg]

Hallo Ralph,

Post by Ralph A. Schmid, dk5ras

Post by Joerg
Damals Beschaffungsschwierigkeiten. Wir bleiben derzeit auf Distanz zur
OPA Serie. Erstmal abwarten, wie sich die Wellen beruhigen. Der Preis
des 847 ist natuerlich auch nicht so der Hit.

Wir schmeißen die OPAs (und die OP15) auch derzeit raus, teuer, lange
Lieferzeiten, und schon viel Schrott geliefert bekommen :(

Letzteres war auch einer der Gruende, nicht auf OPAs zu setzen.

[Alexander Dörr]

Post by Jürgen Appel
Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?
Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen
Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom
nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder
schlechter?

Hallo Jürgen,

um den Einfluss der Photodioden-Kapazität zu verringern, kann man auch
eine Bootstrap-Schaltung einsetzen, die die Spannung über der Diode auf
Null hält.

Artikel, in denen das beschrieben ist: "Photocurrent Measurement of PC
and PV HgCdTe Detectors" und "Low Noise Amplifiers for Small and Large
Area Photodiodes" von Linear Technology.

Gruß,
Alexander

[Dieter Wiedmann]

Post by Alexander Dörr
um den Einfluss der Photodioden-Kapazität zu verringern, kann man auch
eine Bootstrap-Schaltung einsetzen, die die Spannung über der Diode auf
Null hält.

Du meinst den Trick mit dem J-FET? Ob das bei 100MHz noch vernünftig
funktioniert?


Gruß Dieter

[Alexander Dörr]

Post by Dieter Wiedmann

Post by Alexander Dörr
um den Einfluss der Photodioden-Kapazität zu verringern, kann man auch
eine Bootstrap-Schaltung einsetzen, die die Spannung über der Diode auf
Null hält.

Du meinst den Trick mit dem J-FET? Ob das bei 100MHz noch vernünftig
funktioniert?

Du hast recht, die 100MHz habe ich überlesen. Ich glaube nicht, dass das
noch funktioniert. Ich habe gaerade nochmal bei Phil Hobbs nachgeschaut,
da gibt es einen "Bootstrapped Cascode TIA" mit bipolaren Transistoren.
Die Bandbreite liegt unter 10MHz, also nicht ausreichend für das, was
Jürgen vorhat. Ist es bei solchen Anforderungen an die Geschwindigkeit
nicht besser, einen PMT oder eine APD zu verwenden?

Gruß,
Alexander

[Michael Eggert]

Alexander Dörr <***@gmx.net> wrote:

Moin!

Du hast recht, die 100MHz habe ich überlesen. [...]
Ist es bei solchen Anforderungen an die Geschwindigkeit
nicht besser, einen PMT oder eine APD zu verwenden?

In der optischen Telekommunikation sind PIN-Dioden bis 10GBit/s
Standard, bestimmt gibts auch noch schnellere. Mir ist noch keine APD
übern Weg gelaufen (das heißt: ich hab auch nicht intensiv danach
gesucht), die das schafft.

Bei Dioden mit großer aktiver Fläche und _nur_ 100MHz mögen APDs ihre
Vorteile haben, jedoch braucht man auch dort den TIA und letztendlich
kann man die Verstärkung der APD häufig (das heißt: wenns nicht um
verdammt wenig Licht geht) auch durch einen zweiten Verstärker hinterm
TIA erreichen.

Solange es nicht um höchste Linearität und nicht um DC geht, ist der
einfachste Weg, sich den TIA zu schenken und den Ausgangsstrom der
Diode per Kondensator auf den Eingang eines 50-Ohm-Verstärker-ICs zu
geben. Klassisch: MSA.... von Reichelt oder Farnell, Moderner:
Minicircuits. Geht bis viele GHz.

Gruß,
Michael.

[Joerg]

Hallo Michael,


Oder besser gesagt, Moin! Ihr seid wohl alles Norddeutsche hier ;-)

Post by Michael Eggert

Du hast recht, die 100MHz habe ich überlesen. [...]
Ist es bei solchen Anforderungen an die Geschwindigkeit
nicht besser, einen PMT oder eine APD zu verwenden?

In der optischen Telekommunikation sind PIN-Dioden bis 10GBit/s
Standard, bestimmt gibts auch noch schnellere. Mir ist noch keine APD
übern Weg gelaufen (das heißt: ich hab auch nicht intensiv danach
gesucht), die das schafft.
Bei Dioden mit großer aktiver Fläche und _nur_ 100MHz mögen APDs ihre
Vorteile haben, jedoch braucht man auch dort den TIA und letztendlich
kann man die Verstärkung der APD häufig (das heißt: wenns nicht um
verdammt wenig Licht geht) auch durch einen zweiten Verstärker hinterm
TIA erreichen.
Solange es nicht um höchste Linearität und nicht um DC geht, ist der
einfachste Weg, sich den TIA zu schenken und den Ausgangsstrom der
Diode per Kondensator auf den Eingang eines 50-Ohm-Verstärker-ICs zu
Minicircuits. Geht bis viele GHz.

Stimmt. MMIC geht sehr schoen. Haette mir den allerdings Anfang des
Jahres mal verkneifen muessen, weil deren Verstaerkung eine Toleranz von
+/-1dB aufwies. Wo das nicht geht, kann man auch einen der neuen Opamps
der GHz-Klasse nehmen und vorn einen Widerstand von 50-200 Ohm
dranhaengen. Das funktionerirt aber nur, wenn man damit ueber dem Shot
Noise der Photodiode liegt (zu Deutsch Schrotrauschen?). Also nicht bei
ganz kleinen Amplituden. An mir ging dieser Kelch damals vorueber.

[Jürgen Appel]

Post by Joerg
Stimmt. MMIC geht sehr schoen. Haette mir den allerdings Anfang des
Jahres mal verkneifen muessen, weil deren Verstaerkung eine Toleranz von
+/-1dB aufwies. Wo das nicht geht, kann man auch einen der neuen Opamps
der GHz-Klasse nehmen und vorn einen Widerstand von 50-200 Ohm
dranhaengen.

Du meinst als Lastwiderstand, an dem dann der Photostrom eine Spannung zum
Verstärken erzeugt?

[Joerg]

Hallo Juergen,

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Stimmt. MMIC geht sehr schoen. Haette mir den allerdings Anfang des
Jahres mal verkneifen muessen, weil deren Verstaerkung eine Toleranz von
+/-1dB aufwies. Wo das nicht geht, kann man auch einen der neuen Opamps
der GHz-Klasse nehmen und vorn einen Widerstand von 50-200 Ohm
dranhaengen.

Du meinst als Lastwiderstand, an dem dann der Photostrom eine Spannung zum
Verstärken erzeugt?

So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen
Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem
Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise
des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese
Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht. Kenne nur den
Federweisse-Rausch ;-)

[Horst-D.Winzler]

Post by Joerg
So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen
Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem
Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise
des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese
Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht.

"Stoßrauschen" Die Zufälligkeit ist dadurch gegeben, das zu jedem
Zeitpunkt ein Übergang zum jeweiligen anderen Amplitudenwert erfolgen kann.

mfg hdw

[Joerg]

Post by Horst-D.Winzler

Post by Joerg
So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen
Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem
Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise
des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese
Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht.

"Stoßrauschen" Die Zufälligkeit ist dadurch gegeben, das zu jedem
Zeitpunkt ein Übergang zum jeweiligen anderen Amplitudenwert erfolgen kann.

Danke. An das Wort kann ich mich ueberhaupt nicht mehr aus der Uni-Zeit
erinnern (war auf einer deutschen Uni).

[Christian Zietz]

Post by Joerg

Post by Horst-D.Winzler
"Stoßrauschen"

Danke. An das Wort kann ich mich ueberhaupt nicht mehr aus der Uni-Zeit
erinnern (war auf einer deutschen Uni).

Ich kenne "shot noise" auch eher als Schrotrauschen im Deutschen.
"Johnson noise" würde ich mit thermischen Rauschen übersetzen, habe aber
auch schon einfach Johnson-Rauschen gesehen.

CU Christian

[Horst-D.Winzler]

Post by Joerg

Post by Horst-D.Winzler

Post by Joerg
So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen
Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem
Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise
des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese
Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht.

"Stoßrauschen" Die Zufälligkeit ist dadurch gegeben, das zu jedem
Zeitpunkt ein Übergang zum jeweiligen anderen Amplitudenwert erfolgen kann.

Danke. An das Wort kann ich mich ueberhaupt nicht mehr aus der Uni-Zeit
erinnern (war auf einer deutschen Uni).

Shot Noise = Stoßrauschen klingt eigentlich recht gut. Ist aber leider
die falsche Übersetzung :-((


Schrotrauscchen = Shot noise
Funkelrauschen (1/f) = Flicker noise
Stoßrauschen = Burst noise, popcorn noise

Die Ursache des Stoßrauschens sind ungewollte Störungen im
Kristallaufbau sowie abrupte Schwankungen eines Prozesses.

So, ich denke, jetzt stimmts.

Bei einer Photodiode hat man wohl Schrotrauschen als auch Stoßrauschen.
Nur, welches Rauschen überwiegt ?

mfg hdw

[Joerg]

Hallo Horst-Dieter,

Post by Horst-D.Winzler

Post by Joerg

Post by Horst-D.Winzler

Post by Joerg
So in etwa. Bei mir DC ueber TIA auf Null ausgeregelt, HF dann auf einen
Widerstand. Aber wir betreiben die Photodiode auch auf einem
Arbeitspunkt weit ueber der Rauschgrenze und so liegt das Johnson Noise
des Eingangs unter dem Shot Noise der Photodiode. Wie diese
Rauschphaenomene in Deutsch heissen, weiss ich nicht.

"Stoßrauschen" Die Zufälligkeit ist dadurch gegeben, das zu jedem
Zeitpunkt ein Übergang zum jeweiligen anderen Amplitudenwert erfolgen kann.

Danke. An das Wort kann ich mich ueberhaupt nicht mehr aus der Uni-Zeit
erinnern (war auf einer deutschen Uni).

Shot Noise = Stoßrauschen klingt eigentlich recht gut. Ist aber leider
die falsche Übersetzung :-((
Schrotrauscchen = Shot noise
Funkelrauschen (1/f) = Flicker noise
Stoßrauschen = Burst noise, popcorn noise
Die Ursache des Stoßrauschens sind ungewollte Störungen im
Kristallaufbau sowie abrupte Schwankungen eines Prozesses.
So, ich denke, jetzt stimmts.

Danke, jetzt weiss ich wieder, wie das in Deutsch heisst. Hatte nach dem
Diplom fast nur noch Englisch dokumentiert und gesprochen, ist ueber 20
Jahre her.

Post by Horst-D.Winzler
Bei einer Photodiode hat man wohl Schrotrauschen als auch Stoßrauschen.
Nur, welches Rauschen überwiegt ?

Wir rechnen immer mit Schrotrauschen. Hatte auch Phil Hobbs in einem
laengeren Thread getan. Er ist in s.e.d. aktiv.

[Marte Schwarz]

Post by Joerg
Wir rechnen immer mit Schrotrauschen. Hatte auch Phil Hobbs in einem
laengeren Thread getan. Er ist in s.e.d. aktiv.

Nur dass man da fast nicht mehr sinnvoll mitlesen kann, man müsste dort mal
einführen, dass konsequent OT verwendet wird (für On Topic, damit micht so
oft vorangestellt werden muss vielleicht?)

Marte

[Rolf_Bombach]

Post by Horst-D.Winzler
Bei einer Photodiode hat man wohl Schrotrauschen als auch Stoßrauschen.
Nur, welches Rauschen überwiegt ?

Stossrauschen hätte ich jetzt mit pop corn noise übersetzt:-).
Das wären aber sprunghafte Änderungen von Offsetspannungen
resp BE Spannungen, welches vermehrt bei billigeren Prozessen
auftritt. Dürfte hier keine Rolle spielen.

[Jürgen Appel]

Post by Michael Eggert
In der optischen Telekommunikation sind PIN-Dioden bis 10GBit/s
Standard, bestimmt gibts auch noch schnellere. Mir ist noch keine APD
übern Weg gelaufen (das heißt: ich hab auch nicht intensiv danach
gesucht), die das schafft.

In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller
(jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der
Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß also
klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.

APD oder PMT sind das Mittel der Wahl, wenn es um sehr kleine Intensitäten
geht, da die eingebaute Verstärkung sehr hoch sein kann. Bei unseren
Intensitäten wären die allerdings dauernd in Sättigung.

Da zwei Verstärker niemals exakt gleich sind, subtrahieren wir den
Photostrom direkt, indem die beiden Photodioden Rücken an Rücken in Serie
liegen und der Strom, der in der Mitte rauskommt, gemessen wird. DC ist
nicht nötig (AC ab ein paar hundert kHz wäre ok), allerdings sollte die
Mittenspannung zwischen den Dioden schon bei ~0 V liegen, damit sich die
beiden Dioden in ihrer Übertragungscharakteristik gleich verhalten: Deshalb
geht dieser Punkt momentan per DC-Kopplung auf einen TIA.

Post by Michael Eggert
Solange es nicht um höchste Linearität und nicht um DC geht, ist der
einfachste Weg, sich den TIA zu schenken und den Ausgangsstrom der
Diode per Kondensator auf den Eingang eines 50-Ohm-Verstärker-ICs zu
Minicircuits. Geht bis viele GHz.

Es geht zu allererst um geringes Rauschen, und benötigt werden nur 100 MHz -
mehr wäre natürlich immer hübscher, aber wir sind schon verdammt nah am
physikalisch möglichen. Das Manko ist, daß es wohl keine Photodioden mit
einer so hohen Quanteneffizienz wie der Hammamatsu 3883 gibt, die eine
kleinere Kapazität haben. Datenblattangaben dieser Größe haben sich zudem
als recht unzuverlässig erwiesen, so daß man im Einzelfall wohl wieder
nachmessen müßte.

Das Stromrauschen eines 50 Ohm-Widerstandes ist größer als das, was wir
akzeptieren können. Bei 2*6 pF und 100 MHz wäre aber ein <130 Ohm
Lastwiderstand an der Diode fällig, um auf die Bandbreite zu kommen. Da
hilft uns der TIA, der aktiv die AC-Spannung über den Dioden auf Null hält,
und so das Umladen der für diese Frequenz zu großen Diodenkapazität
vermeidet. Genügend Open-Loop-Gain des Verstärkers innerhalb unserer
Bandbreite vorausgesetzt (deshalb und wegen seines geringen Rauschens der
OPA847), kann man dann theoretisch einen Widerstand >>50 Ohm (in der
Praxis um 5kOhm) im Feedback-Zweig nehmen, der ein viel kleineres
Stromrauschen hat.

Eventuell könnte man auch einen RF-Trafo nehmen und so den 50-Ohm-Eingang
eines RF-Verstärkers mit Noise-figure um <=1 dB auf ~1kOhm transformieren
und hinterher den Frequenzgang irgendwie wieder hinbiegen (theoretisch:
Hochpaß 1. Ordnung, dann TP 100 MHz?). Ob das funktioniert, weiß ich
allerdings nicht. Irgendwelche Vorschläge, welcher Verstärker und vor allem
welcher Trafo das sein könnte?

Weiteren Ideen gegenüber bin ich natürlich aufgeschlossen.

Gruß,
Jürgen

[Joerg]

Hallo Juergen,

Post by Jürgen Appel

Post by Michael Eggert
In der optischen Telekommunikation sind PIN-Dioden bis 10GBit/s
Standard, bestimmt gibts auch noch schnellere. Mir ist noch keine APD
übern Weg gelaufen (das heißt: ich hab auch nicht intensiv danach
gesucht), die das schafft.

In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller
(jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der
Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß also
klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.

Da ist Shot Noise aber doch schon sehr hoch.

Post by Jürgen Appel
APD oder PMT sind das Mittel der Wahl, wenn es um sehr kleine Intensitäten
geht, da die eingebaute Verstärkung sehr hoch sein kann. Bei unseren
Intensitäten wären die allerdings dauernd in Sättigung.
Da zwei Verstärker niemals exakt gleich sind, subtrahieren wir den
Photostrom direkt, indem die beiden Photodioden Rücken an Rücken in Serie
liegen und der Strom, der in der Mitte rauskommt, gemessen wird. DC ist
nicht nötig (AC ab ein paar hundert kHz wäre ok), allerdings sollte die
Mittenspannung zwischen den Dioden schon bei ~0 V liegen, damit sich die
beiden Dioden in ihrer Übertragungscharakteristik gleich verhalten: Deshalb
geht dieser Punkt momentan per DC-Kopplung auf einen TIA.

Keine Vorspannung der Photodioden? Dann wird das mit der Bandbreite
schnell eng. Photodioden streuen von Bauteil zu Bauteil recht stark im
mA/mW Transfer Ratio. Muss wahrscheinlich kalibriert werden. Dafuer sind
sie (zumindest unsere) sehr schoen linear.

Post by Jürgen Appel

Post by Michael Eggert
Solange es nicht um höchste Linearität und nicht um DC geht, ist der
einfachste Weg, sich den TIA zu schenken und den Ausgangsstrom der
Diode per Kondensator auf den Eingang eines 50-Ohm-Verstärker-ICs zu
Minicircuits. Geht bis viele GHz.

Es geht zu allererst um geringes Rauschen, und benötigt werden nur 100 MHz -
mehr wäre natürlich immer hübscher, aber wir sind schon verdammt nah am
physikalisch möglichen. Das Manko ist, daß es wohl keine Photodioden mit
einer so hohen Quanteneffizienz wie der Hammamatsu 3883 gibt, die eine
kleinere Kapazität haben. Datenblattangaben dieser Größe haben sich zudem
als recht unzuverlässig erwiesen, so daß man im Einzelfall wohl wieder
nachmessen müßte.
Das Stromrauschen eines 50 Ohm-Widerstandes ist größer als das, was wir
akzeptieren können. Bei 2*6 pF und 100 MHz wäre aber ein <130 Ohm
Lastwiderstand an der Diode fällig, um auf die Bandbreite zu kommen. Da
hilft uns der TIA, der aktiv die AC-Spannung über den Dioden auf Null hält,
und so das Umladen der für diese Frequenz zu großen Diodenkapazität
vermeidet. Genügend Open-Loop-Gain des Verstärkers innerhalb unserer
Bandbreite vorausgesetzt (deshalb und wegen seines geringen Rauschens der
OPA847), kann man dann theoretisch einen Widerstand >>50 Ohm (in der
Praxis um 5kOhm) im Feedback-Zweig nehmen, der ein viel kleineres
Stromrauschen hat.

Das thermische Rauschen eines Widerstandes ist
Vt = SQRT(4kTBR)

Das setzt man gegen Shot Noise der Diode. Peinlich, peinlich, ich hatte
letztens die Boltzmannkonstante nicht mehr im Kopf. Also rasch
nachgesehen, Wikipedia kam als erstes. Da las ich dann, dass Boltzmann
in einer depressiven Phase Selbstmord beging. War gerade mal ueber 60.
Mann, das hat mich echt traurig gestimmt.

Post by Jürgen Appel
Eventuell könnte man auch einen RF-Trafo nehmen und so den 50-Ohm-Eingang
eines RF-Verstärkers mit Noise-figure um <=1 dB auf ~1kOhm transformieren
Hochpaß 1. Ordnung, dann TP 100 MHz?). Ob das funktioniert, weiß ich
allerdings nicht. Irgendwelche Vorschläge, welcher Verstärker und vor allem
welcher Trafo das sein könnte?
Weiteren Ideen gegenüber bin ich natürlich aufgeschlossen.

MMIC streuen zu stark fuer so etwas. Fuer den RF Trafo wuerde ich mich
bei Mini-Circuits (in D ueber Industrieelektronik?) umsehen. Aber rechne
nochmal nach, ob Widerstand und OPA847 nicht doch reichen.

[Jürgen Appel]

Hallo!

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller
(jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der
Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß
also klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.

Da ist Shot Noise aber doch schon sehr hoch.

Ja genau. Nur ist er eben abhängig vom Quantenzustand des Lichts, den wir
detektieren wollen nicht mehr gaußförmig. Und um die Statistik geht es uns.
Die absolute Skala ist dabei auch nicht relevant, weil mit dem gaußförmigen
Rauschen eines normalen Laserstrahls verglichen wird.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Da zwei Verstärker niemals exakt gleich sind, subtrahieren wir den
Photostrom direkt, indem die beiden Photodioden Rücken an Rücken in Serie
liegen und der Strom, der in der Mitte rauskommt, gemessen wird.

[...]

Post by Joerg
Keine Vorspannung der Photodioden?

Doch, natürlich. Der erhöhte Dunkelstrom fällt bei 5 mW nicht ins Gewicht.

Die Schaltung ist dann in etwa:
(-) ------|<|---+---|<|----- (+)
|
To TIA

Post by Joerg
Photodioden streuen von Bauteil zu Bauteil recht stark im
mA/mW Transfer Ratio.

Hmm, das hab' ich so noch nicht erfahren. Vielleicht habt ihr
Interferenzeffekte oder evtl. sind unsere Photodioden besser?

Post by Joerg
Muss wahrscheinlich kalibriert werden. Dafuer sind
sie (zumindest unsere) sehr schoen linear.

Ja, das sind sie. Kalibrierung ist wie gesagt kein Thema. Die Intensität auf
beiden Detektoren wird manuell so eingerichtet, daß Common-mode
Intensitätsfluktuationen sich bestmöglich wegheben.

Bei unserem 80MHz -ps-Pulslaser durch Wegbalancieren der 80MHz-Komponente.
Nichtlinearitäten und Unterschiede in der übertragungsfunktion der Dioden
tauchen dann als 160MHz-Komponente auf, die wir am Ende wegfiltern (die
aber trotzdem den TIA nicht sättigen darf). In Grenzen lässt sich das noch
durch unterschiedliche Vorspannung optimieren.

Post by Joerg
Das thermische Rauschen eines Widerstandes ist
Vt = SQRT(4kTBR)
Das setzt man gegen Shot Noise der Diode.

Wie gesagt: normalerweise. Für uns bildet das Rauschen aber die Daten.
Deshalb wird die Photodiode auch so hell beleuchtet; könnten wir mehr Licht
drauf geben ohne den linearen Bereich zu verlassen, würden wir das tun.

Das Widerstandsrauschen muß klein dagegen sein. Bei 5 mW Lichtleistung gibt
das etwa 2.5 mA Photostrom. Das Rauschen dessen ist (bei normalem
kohärenten Laserlicht)
i_shot = sqrt(2 e I) = 20 pA/sqrt(Hz), entspricht also so ziemlich dem
Johnston-Stromrauschen eines 50-Ohm Widerstandes.

Post by Joerg
Peinlich, peinlich, ich hatte
letztens die Boltzmannkonstante nicht mehr im Kopf.

Muß Dir nicht peinlich sein. Ich bin der Physiker und mußte auch
nachschlagen ;-)

Post by Joerg
MMIC streuen zu stark fuer so etwas. Fuer den RF Trafo wuerde ich mich
bei Mini-Circuits (in D ueber Industrieelektronik?) umsehen.

Ich bin Calgary, Canada. :-)

Post by Joerg
Aber rechne
nochmal nach, ob Widerstand und OPA847 nicht doch reichen.

Geht fix:
Sagen wir mal, ich hätte gerne ein Signal-zu-Rauschverhältnis (bezogen auf
die Rauschleistung, damit bei den gemessenen Spannungen das elektronische
Rauschen etwa 1/5 des interessierenden "Signal"rauschens ist) von 14 dB=25.
Damit muß ich meinen Lastwiderstand zu mindestens 25*50 Ohm= 1.2 kOhm
wählen. Meine 12 pF Diodenkapazität bildet damit einen 10 MHz-Tiefpaß :-(

=> Geht also so direkt nicht.

Mit dem THS4021 als TIA könnte es gehen:
Stromrauschen des OP-Amps ist 2 pA/sqrt(Hz). Mein Rauschbudget erlaubt mir
also noch weitere 2pA/sqrt(Hz), die für das Spannungsrauschen des OP-Amps
zusammen mit dem Stromrauschen des Rückkoppelwiderstands übrigbleiben.

Die 1.5 nV des THS4021 werden über den Rückkoppelwiderstand in
entsprechendes Stromrauschen umgerechnet: i=1.5nV/RFeedback -> Wenn mein
Rückkoppelwiderstand also >> 1kOhm ist, ist alles ok. Das muß er aber
sowieso schon sein, denn wie oben bereits berechnet muß RFeedback>1.2 kOhm
sein, damit sein Johnsonrauschen nicht alles versaut. Größer ist also
besser.

Nun bleibt nur noch die Frage, wie hoch ich denn gehen darf, damit meine
Bandbreite nicht einbricht...

Die Eingangsimpedanz sollte <= 100 Ohm sein und ist RFeedback / AOpenloop.
Beim THS4021 sehe ich im Datenblatt bei 100MHz: AOpenloop=25 dB ~= 17^2.

Damit ist die obere Grenze bei 100 Ohm*17=1.7 kOhm gesetzt. Könnte also so
gerade klappen, wenn die Kiste nicht anfängt zu schwingen. Kondensator in
die Rückkoppelschleife wird schon eng, da ich bei 100 MHz noch 1.7kOhm
Widerstand brauche...

Wenn mir jetzt noch jemand garantieren kann, daß die Kiste dabei nicht
schwingt, wenn man bedenkt, daß die Photodioden nicht als SMD daherkommen
sondern an etwa 3 mm langen Beinchen hängen und der OP-Amp nicht
kompensiert ist und nur für Verstärkungen >10 stabil ist (was heißt das
eigentlich bei der Verwendung als TIA?)...

Du siehst, es wird eng...

Immerhin fällt beim THS4021 im Gegensatz zum OPA847 der Gain schneller ab,
so daß man sich Hoffnungen machen kann, daß das Dingens wenigstens nicht
zum GHz-Oszillator wird.

Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder einfach
mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.

Beste Grüße,
Jürgen

[Ralph A. Schmid, dk5ras]

Post by Jürgen Appel
Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder einfach
mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.

Oder bei TI ein sample ordern; kost' nix, und geht i.d.R. sauschnell.

[Joerg]

Hallo Juergen,

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller
(jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der
Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß
also klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.

Da ist Shot Noise aber doch schon sehr hoch.

Ja genau. Nur ist er eben abhängig vom Quantenzustand des Lichts, den wir
detektieren wollen nicht mehr gaußförmig. Und um die Statistik geht es uns.
Die absolute Skala ist dabei auch nicht relevant, weil mit dem gaußförmigen
Rauschen eines normalen Laserstrahls verglichen wird.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Da zwei Verstärker niemals exakt gleich sind, subtrahieren wir den
Photostrom direkt, indem die beiden Photodioden Rücken an Rücken in Serie
liegen und der Strom, der in der Mitte rauskommt, gemessen wird.

[...]

Post by Joerg
Keine Vorspannung der Photodioden?

Doch, natürlich. Der erhöhte Dunkelstrom fällt bei 5 mW nicht ins Gewicht.
(-) ------|<|---+---|<|----- (+)
|
To TIA

Du meinst wahrscheinlich umgekehrt ;-)

Vorspannung ist hier nicht fuer den Dunkelstrom wichtig, sondern um die
Kapazitaet zu senken und leichter zur gewuenschten Bandbreite zu kommen.

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Photodioden streuen von Bauteil zu Bauteil recht stark im
mA/mW Transfer Ratio.

Hmm, das hab' ich so noch nicht erfahren. Vielleicht habt ihr
Interferenzeffekte oder evtl. sind unsere Photodioden besser?

Unsere muessen von den Kosten her spaeter ins Produktionskonzept passen,
aber Toleranzen habe ich bisher bei allen gesehen. Auch bei
Nobelexemplaren mit gueldenem Schraubgewinde.

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Muss wahrscheinlich kalibriert werden. Dafuer sind
sie (zumindest unsere) sehr schoen linear.

Ja, das sind sie. Kalibrierung ist wie gesagt kein Thema. Die Intensität auf
beiden Detektoren wird manuell so eingerichtet, daß Common-mode
Intensitätsfluktuationen sich bestmöglich wegheben.

Wenn ich nur diesen Luxus haette...

Post by Jürgen Appel
Bei unserem 80MHz -ps-Pulslaser durch Wegbalancieren der 80MHz-Komponente.
Nichtlinearitäten und Unterschiede in der übertragungsfunktion der Dioden
tauchen dann als 160MHz-Komponente auf, die wir am Ende wegfiltern (die
aber trotzdem den TIA nicht sättigen darf). In Grenzen lässt sich das noch
durch unterschiedliche Vorspannung optimieren.

Elegant und edel!

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Das thermische Rauschen eines Widerstandes ist
Vt = SQRT(4kTBR)
Das setzt man gegen Shot Noise der Diode.

Wie gesagt: normalerweise. Für uns bildet das Rauschen aber die Daten.
Deshalb wird die Photodiode auch so hell beleuchtet; könnten wir mehr Licht
drauf geben ohne den linearen Bereich zu verlassen, würden wir das tun.

Koennte man da nicht zur Erhoehung der Signalausbeute massiv parallel
schalten? Irgendwann sind dabei natuerlich auch die dicksten Budget
Dollars weg.

Post by Jürgen Appel
Das Widerstandsrauschen muß klein dagegen sein. Bei 5 mW Lichtleistung gibt
das etwa 2.5 mA Photostrom. Das Rauschen dessen ist (bei normalem
kohärenten Laserlicht)
i_shot = sqrt(2 e I) = 20 pA/sqrt(Hz), entspricht also so ziemlich dem
Johnston-Stromrauschen eines 50-Ohm Widerstandes.

Post by Joerg
Peinlich, peinlich, ich hatte
letztens die Boltzmannkonstante nicht mehr im Kopf.

Muß Dir nicht peinlich sein. Ich bin der Physiker und mußte auch
nachschlagen ;-)

Post by Joerg
MMIC streuen zu stark fuer so etwas. Fuer den RF Trafo wuerde ich mich
bei Mini-Circuits (in D ueber Industrieelektronik?) umsehen.

Ich bin Calgary, Canada. :-)

U of Calgary? Oder U of Alberta? Aber letztere ist m.W. in Edmonton.

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Aber rechne
nochmal nach, ob Widerstand und OPA847 nicht doch reichen.

Sagen wir mal, ich hätte gerne ein Signal-zu-Rauschverhältnis (bezogen auf
die Rauschleistung, damit bei den gemessenen Spannungen das elektronische
Rauschen etwa 1/5 des interessierenden "Signal"rauschens ist) von 14 dB=25.
Damit muß ich meinen Lastwiderstand zu mindestens 25*50 Ohm= 1.2 kOhm
wählen. Meine 12 pF Diodenkapazität bildet damit einen 10 MHz-Tiefpaß :-(
=> Geht also so direkt nicht.
Stromrauschen des OP-Amps ist 2 pA/sqrt(Hz). Mein Rauschbudget erlaubt mir
also noch weitere 2pA/sqrt(Hz), die für das Spannungsrauschen des OP-Amps
zusammen mit dem Stromrauschen des Rückkoppelwiderstands übrigbleiben.
Die 1.5 nV des THS4021 werden über den Rückkoppelwiderstand in
entsprechendes Stromrauschen umgerechnet: i=1.5nV/RFeedback -> Wenn mein
Rückkoppelwiderstand also >> 1kOhm ist, ist alles ok. Das muß er aber
sowieso schon sein, denn wie oben bereits berechnet muß RFeedback>1.2 kOhm
sein, damit sein Johnsonrauschen nicht alles versaut. Größer ist also
besser.
Nun bleibt nur noch die Frage, wie hoch ich denn gehen darf, damit meine
Bandbreite nicht einbricht...
Die Eingangsimpedanz sollte <= 100 Ohm sein und ist RFeedback / AOpenloop.
Beim THS4021 sehe ich im Datenblatt bei 100MHz: AOpenloop=25 dB ~= 17^2.
Damit ist die obere Grenze bei 100 Ohm*17=1.7 kOhm gesetzt. Könnte also so
gerade klappen, wenn die Kiste nicht anfängt zu schwingen. Kondensator in
die Rückkoppelschleife wird schon eng, da ich bei 100 MHz noch 1.7kOhm
Widerstand brauche...
Wenn mir jetzt noch jemand garantieren kann, daß die Kiste dabei nicht
schwingt, wenn man bedenkt, daß die Photodioden nicht als SMD daherkommen
sondern an etwa 3 mm langen Beinchen hängen und der OP-Amp nicht
kompensiert ist und nur für Verstärkungen >10 stabil ist (was heißt das
eigentlich bei der Verwendung als TIA?)...

Meiner steht wie ein Felsen an der Kueste. Die Photodiodenbeine sind
dabei gar nicht mal kurz (etwa 1.5cm), aber der Gehaeuse-Pin ist
unmittelbar am PD-Gehaeuse auf das Blechkaestle des Pre-Amp geloetet. Es
ging alles auch ohne dieses Kaestle, aber da bekamen wir Stoerungen im
MHz-Bereich hinein. Als ich am naechsten Morgen wieder zum Kunden fuhr,
hatten wir keinen Nebel mehr und ich sah die Ursache. Ein grosses
Gelaende ohne Schilder, was da drauf ist, aber mit einem Haufen von
Drahtantennen.

Post by Jürgen Appel
Du siehst, es wird eng...
Immerhin fällt beim THS4021 im Gegensatz zum OPA847 der Gain schneller ab,
so daß man sich Hoffnungen machen kann, daß das Dingens wenigstens nicht
zum GHz-Oszillator wird.
Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder einfach
mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.

Sieh Dir vorher mal die anderen an. Es gibt bei TI und AD Versionen, die
noch deutlich rauscharmer sind. Ich konnte sie nicht nehmen, weil ich
wegen Linearitaet bei hohem Ausstuerbereich nicht mit den ueblichen 5V
VCC auskam. Fuer +/-15V ist war die Auswahl dann sehr duenn.

[Jürgen Appel]

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Keine Vorspannung der Photodioden?

Doch, natürlich. Der erhöhte Dunkelstrom fällt bei 5 mW nicht ins Gewicht.
(-) ------|<|---+---|<|----- (+)
|
To TIA

Du meinst wahrscheinlich umgekehrt ;-)

natürlich... :-|

Post by Joerg
Vorspannung ist hier nicht fuer den Dunkelstrom wichtig, sondern um die
Kapazitaet zu senken und leichter zur gewuenschten Bandbreite zu kommen.

Wie gesagt: Der Dunkelstrom wird dabei schlechter, aber das juckt uns nicht,
weil ja wirklich keine Dunkelheit gemessen wird :-). Es ist den
Bandbreitengewinn auf jeden Fall wert.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Wie gesagt: normalerweise. Für uns bildet das Rauschen aber die Daten.
Deshalb wird die Photodiode auch so hell beleuchtet; könnten wir mehr
Licht drauf geben ohne den linearen Bereich zu verlassen, würden wir das
tun.

Koennte man da nicht zur Erhoehung der Signalausbeute massiv parallel
schalten? Irgendwann sind dabei natuerlich auch die dicksten Budget
Dollars weg.

Da Elektronikkosten in Vergleich zu Optik peanuts sind, ist das hier kein
Argument. So ein hochqualitativer polarisierender Strahlteilerwürfel kostet
um die 250$, dafür kann man so einige Verstärker bauen -- selbst wenn man
$60 Photodioden reinpackt.

Parallelschalten: Elektronisch schon. Bei mehreren Verstärkern parallel geht
das Rauschen allerdings nur mit der Wurzel ihrer Zahl runter. Haben auch
schon Leute (für niedrigere Frequenzen) gemacht, aber ich würde zunächst
gerne mal einen Verstärker hinbekommen. Bei 100 MHz stelle ich mir das
schwer genug vor, auch nur die Phase der Übertragungsfunktion beider
Verstärker einigermaßen identisch hinzubekommen.

Oder meinst Du, die Strahlen aufspalten und auf jeweils zwei Dioden geben,
um die Intensität/Diode zu erhöhen? Dann müßte ich doch die zwei
Photodioden in jedem Arm parallel schalten, was meine Kapazität noch weiter
hoch bringt. Ich brauche also einen kleineren Feedbackwiderstand im TIA, so
daß sich der Vorteil wieder weghebt.

Was allenfalls ginge, wäre die Dioden getrennt zu verstärken.
So spendiert Hobbs in seinem Buch seinen beiden Photodioden jeweils einen
PNP und einen NPN-Kaskodentransistor; aber das bei <1MHz und für einen
nicht gepulsten Laser.

Ich bräuchte da dann allerdings eine Wahnsinnsdynamik in den Verstärkern, um
die 5mW-ps-Pulse auf 10000 Photonen genau abzubilden.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Ich bin in Calgary, Canada. :-)

U of Calgary? Oder U of Alberta? Aber letztere ist m.W. in Edmonton.

Ja, University of Calgary. Die U of A ist in Edmonton.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Immerhin fällt beim THS4021 im Gegensatz zum OPA847 der Gain schneller
ab, so daß man sich Hoffnungen machen kann, daß das Dingens wenigstens
nicht zum GHz-Oszillator wird.
Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder
einfach mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.

Sieh Dir vorher mal die anderen an. Es gibt bei TI und AD Versionen, die
noch deutlich rauscharmer sind. Ich konnte sie nicht nehmen, weil ich
wegen Linearitaet bei hohem Ausstuerbereich nicht mit den ueblichen 5V
VCC auskam. Fuer +/-15V ist war die Auswahl dann sehr duenn.

Momentan hab' nicht allzuviel Zeit und hatte das Projekt vorerst mal auf Eis
gelegt, da ja der eine Prototyp so einigermaßen läuft. Aber bald benötigen
wir dann noch einen zweiten Detektor dieser Sorte, so daß ich da auf jeden
Fall nochmal nachschaue.

Frohe Ostern,
Jürgen

[Joerg]

Hallo Juergen,

[...]

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Koennte man da nicht zur Erhoehung der Signalausbeute massiv parallel
schalten? Irgendwann sind dabei natuerlich auch die dicksten Budget
Dollars weg.

Da Elektronikkosten in Vergleich zu Optik peanuts sind, ist das hier kein
Argument. So ein hochqualitativer polarisierender Strahlteilerwürfel kostet
um die 250$, dafür kann man so einige Verstärker bauen -- selbst wenn man
$60 Photodioden reinpackt.
Parallelschalten: Elektronisch schon. Bei mehreren Verstärkern parallel geht
das Rauschen allerdings nur mit der Wurzel ihrer Zahl runter. Haben auch
schon Leute (für niedrigere Frequenzen) gemacht, aber ich würde zunächst
gerne mal einen Verstärker hinbekommen. Bei 100 MHz stelle ich mir das
schwer genug vor, auch nur die Phase der Übertragungsfunktion beider
Verstärker einigermaßen identisch hinzubekommen.

100MHz ist doch fast noch Gleichstrom ;-)

Doch im Ernst, ich muss bei mir auch einige Dutzend davon betreiben.
Darf nicht sagen, warum, aber die muessen auf weniger als ein Grad in
der Phase zueinanderpassen, sonst fiele die ganze Apparatur vom Hocker.
Derzeit macht mir nur noch die Linienbreite der VCSEL ein paar Sorgen.
In der Schaltung schaffen sie es etwas unter die im Datenblatt
angegebenen 5MHz, aber das ist zu viel :-(

Post by Jürgen Appel
Oder meinst Du, die Strahlen aufspalten und auf jeweils zwei Dioden geben,
um die Intensität/Diode zu erhöhen? Dann müßte ich doch die zwei
Photodioden in jedem Arm parallel schalten, was meine Kapazität noch weiter
hoch bringt. Ich brauche also einen kleineren Feedbackwiderstand im TIA, so
daß sich der Vorteil wieder weghebt.
Was allenfalls ginge, wäre die Dioden getrennt zu verstärken.
So spendiert Hobbs in seinem Buch seinen beiden Photodioden jeweils einen
PNP und einen NPN-Kaskodentransistor; aber das bei <1MHz und für einen
nicht gepulsten Laser.

Das ist auch eine Loesung. In Sachen Transistoren gibt es heutzutage
ganz feine Schnaeppchen. Sieh Dir mal die Transistoren von Infineon und
NXP an. Da gehen einige fuer wenig Geld bis 45GHz. Allerdings habe ich
in der Logistik Probleme bekommen. Diese verkrusteten
Vertriebsstrukturen von manchen europaeischen Firmen sind aber auch ...
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Post by Jürgen Appel
Ich bräuchte da dann allerdings eine Wahnsinnsdynamik in den Verstärkern, um
die 5mW-ps-Pulse auf 10000 Photonen genau abzubilden.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Ich bin in Calgary, Canada. :-)

U of Calgary? Oder U of Alberta? Aber letztere ist m.W. in Edmonton.

Ja, University of Calgary. Die U of A ist in Edmonton.

Post by Joerg

Post by Jürgen Appel
Immerhin fällt beim THS4021 im Gegensatz zum OPA847 der Gain schneller
ab, so daß man sich Hoffnungen machen kann, daß das Dingens wenigstens
nicht zum GHz-Oszillator wird.
Mal kucken. Ich werd' wahrscheinlich bei der nächsten Digikey-Oder
einfach mal einen mitbestellen und dann mal ausprobieren.

Sieh Dir vorher mal die anderen an. Es gibt bei TI und AD Versionen, die
noch deutlich rauscharmer sind. Ich konnte sie nicht nehmen, weil ich
wegen Linearitaet bei hohem Ausstuerbereich nicht mit den ueblichen 5V
VCC auskam. Fuer +/-15V ist war die Auswahl dann sehr duenn.

Momentan hab' nicht allzuviel Zeit und hatte das Projekt vorerst mal auf Eis
gelegt, da ja der eine Prototyp so einigermaßen läuft. Aber bald benötigen
wir dann noch einen zweiten Detektor dieser Sorte, so daß ich da auf jeden
Fall nochmal nachschaue.

Habt Ihr denn keine Elektronik-Spezis, die das als HiWi machen koennen?
Nach Aufgaben, wo es hiess "Wir haben uns die Zaehne schon dran
ausgebissen", hatte ich mir als Studiosus immer die Finger geleckt. Und
damit auch Geld verdient. So konnte ich mir am Ende des Studiums einen
kleinen Gebrauchtwagen kaufen, ohne Papa anpumpen zu muessen. Und lernte
nebenbei "echte" Schaltungstechnik. Manche der Bauteile haette ich mir
damals privat gar nicht leisten koennen.

[Ralph A. Schmid, dk5ras]

Post by Joerg
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Hopfen beruhigt auch :-)

[gUnther nanonüm]

Post by Ralph A. Schmid, dk5ras

Post by Joerg
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Hopfen beruhigt auch :-)

Hi,
aber hat die US-Plörre Hopfen? Dachte, da wär nur Farbstoff und Maisbrei
drin.

[Joerg]

Post by gUnther nanonüm

Post by Ralph A. Schmid, dk5ras

Post by Joerg
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Hopfen beruhigt auch :-)

Hi,
aber hat die US-Plörre Hopfen? Dachte, da wär nur Farbstoff und Maisbrei
drin.

Nix Ploerre:
http://www.sierranevada.com/beers/index.html

Ok, die Web Site taugt nichts, aber das Bier ist erste Sahne.

[Horst-D.Winzler]

Post by Joerg

Post by gUnther nanonüm

Post by Ralph A. Schmid, dk5ras

Post by Joerg
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Hopfen beruhigt auch :-)

Hi,
aber hat die US-Plörre Hopfen? Dachte, da wär nur Farbstoff und Maisbrei
drin.

http://www.sierranevada.com/beers/index.html
Ok, die Web Site taugt nichts, aber das Bier ist erste Sahne.

Wie isses denn so im Bierhimmel?

Auf dem Boden muß man sich oft mit irdischem wie Perlenbacher begnügen.
Immerhin geben sie als Zutaten H2O, Gerstenmalz sowie Hopfenextrakt und
Hopfen an.

Aus viel mehr sollten eure Biere auch nicht sein ;-)

mfg hdw

[MaWin]

Post by Horst-D.Winzler
Auf dem Boden muß man sich oft mit irdischem wie Perlenbacher begnügen.
Immerhin geben sie als Zutaten H2O, Gerstenmalz sowie Hopfenextrakt und
Hopfen an.
Aus viel mehr sollten eure Biere auch nicht sein ;-)

Na ja, nach deutschen Reinheitsgebot duerfen 400 weitere Stoffe
ins Bier gekippt werden, nicht nur zur Schaumstabilisierung,
aber Legenden leben bekanntlich laenger.

[Horst-D.Winzler]

Post by MaWin

Post by Horst-D.Winzler
Auf dem Boden muß man sich oft mit irdischem wie Perlenbacher begnügen.
Immerhin geben sie als Zutaten H2O, Gerstenmalz sowie Hopfenextrakt und
Hopfen an.
Aus viel mehr sollten eure Biere auch nicht sein ;-)

Na ja, nach deutschen Reinheitsgebot duerfen 400 weitere Stoffe
ins Bier gekippt werden, nicht nur zur Schaumstabilisierung,
aber Legenden leben bekanntlich laenger.

Schaumstabilisierungzusätze giftiger Natur beim Bier und das mit
höchsten Weihen des "Bierpapstes" in Weihenstephan. Rchtig, da war doch
was ;-(

Na ja, mit Zusätzen zur Schaumstabilisierung dürfte Amibiere nix am Hut
haben? Wenigstens diese Zusätze bleibt denen erspart ;-)

Es ist wohl so, Mißtrauen ist die höchste Verbraucherpflicht!

[Joerg]

Hallo Horst-Dieter,

Post by Horst-D.Winzler

Post by Joerg

Post by gUnther nanonüm

Post by Ralph A. Schmid, dk5ras

Post by Joerg
nein, ich hoere hier lieber auf, sonst muss ich mir noch einen
Beruhigungstee kochen und wir haben keinen.

Hopfen beruhigt auch :-)

Hi,
aber hat die US-Plörre Hopfen? Dachte, da wär nur Farbstoff und Maisbrei
drin.

http://www.sierranevada.com/beers/index.html
Ok, die Web Site taugt nichts, aber das Bier ist erste Sahne.

Wie isses denn so im Bierhimmel?
Auf dem Boden muß man sich oft mit irdischem wie Perlenbacher begnügen.
Immerhin geben sie als Zutaten H2O, Gerstenmalz sowie Hopfenextrakt und
Hopfen an.
Aus viel mehr sollten eure Biere auch nicht sein ;-)

Mir hatte schon immer Grolsch geschmeckt und da war IIRC zumindest
damals Mais drin. O-Ton Brauerei: Wenn das den Reinheitsgebotleuten
nicht passt, ist das eben persoenliches Pech.

[Rolf_Bombach]

Post by Jürgen Appel
Was allenfalls ginge, wäre die Dioden getrennt zu verstärken.
So spendiert Hobbs in seinem Buch seinen beiden Photodioden jeweils einen
PNP und einen NPN-Kaskodentransistor; aber das bei <1MHz und für einen
nicht gepulsten Laser.

Absolut bizarre Ideen nach Mitternacht und ohne wirklich nachgedacht
zu haben. Problem scheint irgendwie zweistufig zu sein. Falls
ich es richtig mitgekriegt habe, ist der Fall so: Mit nur
einer Diode könnte das mit der Basisschaltung hinkommen, aber
die Dynamik reicht nicht. Mit dem direkt-subtraktions-Trick
mit den beiden Photodioden in Serie geht Basisschaltung nicht
mehr da die Stromrichtung umkehren kann.
Idee 1: Wie im "Front End" Paper erwähnt mit einem Widerstand
an höherer Spannung einen Grundstrom in die eine Richtung draufgeben.
Idee 2: Bidirektionale Basisschaltung mit einem Diamond-Transistor,
wofern es die überhaupt noch gibt.
(Wie gesagt, beides kann totaler Käse sein, bin kurz vor dem
Einschlafen...)

[Olaf Kaluza]

Post by Rolf_Bombach
Idee 2: Bidirektionale Basisschaltung mit einem Diamond-Transistor,
wofern es die überhaupt noch gibt.

OPA860 von TI. Die Frage ich nur wo man davon 2-3 bekommen
kann. Seufz.


Olaf

[Joerg]

Hallo Olaf,

Post by Olaf Kaluza

Post by Rolf_Bombach
Idee 2: Bidirektionale Basisschaltung mit einem Diamond-Transistor,
wofern es die überhaupt noch gibt.

OPA860 von TI. Die Frage ich nur wo man davon 2-3 bekommen
kann. Seufz.

Digikey. $5.06 das Stueck. Haben 890 Stueck auf Lager.

[Uwe Bonnes]

Post by Olaf Kaluza

Post by Rolf_Bombach
Idee 2: Bidirektionale Basisschaltung mit einem Diamond-Transistor,
wofern es die überhaupt noch gibt.

OPA860 von TI. Die Frage ich nur wo man davon 2-3 bekommen
kann. Seufz.

2-3 Stueck als Musterstueckzahlen von TI (von Digikey ausgeliefert), und
dann wie von Joerg vorgeschlagen weitere Stueckzahlen ggf auch von Digikey

[Jürgen Appel]

Post by Rolf_Bombach
Falls
ich es richtig mitgekriegt habe, ist der Fall so: Mit nur
einer Diode könnte das mit der Basisschaltung hinkommen, aber
die Dynamik reicht nicht. Mit dem direkt-subtraktions-Trick
mit den beiden Photodioden in Serie geht Basisschaltung nicht
mehr da die Stromrichtung umkehren kann.

Nein, das ist kein Hindernis: Um dieses Problem zu umgehen, kann man einfach
einen hochohmigen Widerstand vor dem Kaskode-Transistor nach -Ub schalten
und so einen konstanten rauscharmen Strom addieren (sofern -Ub groß ist).
Hinter dem Kaskode-Transistor macht man dassselbe mit +Ub und wird den
Offset so wieder los.

Das Problem ist, daß
a) die Geschichte leider beim Ausprobieren instabil wurde und der Transistor
(es war irgendein HF-Transistor mit f_T=5GHz, genaueres müsste ich
nachschauen) anfing zu schwingen.
b) man eigentlich zwei Transistoren in Darlington-Basisschaltung bräuchte,
damit der Basisstrom nicht zuviel Rauschen erzeugt.

Post by Rolf_Bombach
Idee 1: Wie im "Front End" Paper erwähnt mit einem Widerstand
an höherer Spannung einen Grundstrom in die eine Richtung draufgeben.

Wurde versucht -> schwingt, und wurde deshalb vorerst nicht weiter verfolgt.
So wie ich das hier sehe, würde es sich aber lohnen, hier nochmal
anzusetzen.

Post by Rolf_Bombach
Idee 2: Bidirektionale Basisschaltung mit einem Diamond-Transistor,
wofern es die überhaupt noch gibt.
(Wie gesagt, beides kann totaler Käse sein, bin kurz vor dem
Einschlafen...)

Sowas kenne ich nicht, "Diamond-Transistor" höre ich hier zum ersten Mal.
Das müßte ich mir mal ansehen und nochmal darüber nachdenken, wenn sich
kein Easter-Turkey und Rotwein im Magen befindet ;-)


Trotzdem vielen Dank,
Jürgen

[Olaf Kaluza]

Post by Jürgen Appel
Sowas kenne ich nicht, "Diamond-Transistor" höre ich hier zum ersten Mal.

Naja, vielleicht kennst du ihn ja nur als OTA. :-P

Ich hab den OPA660 in meiner Diplomarbeit verwendet und fand die Teile
immer irgendwie elegant. Schade das man sie so selten sieht und
nirgendwo ausschlachten kann. Ich finde die haetten es genauso
verdient bebastelt zu werden wie DDS von AD die seit kurzen ueberrall
verwendet werden.
Es wuerde mich nicht wundern wenn es in Deutschland genau vier Stueck
davon gibt, naemlich die welche ich damals als Muster von BB bekommen
habe. :-)

Olaf

[Martin Siegwarth]

Ich hab den OPA660 in meiner Diplomarbeit verwendet ...
Es wuerde mich nicht wundern wenn es in Deutschland genau vier Stueck
davon gibt, naemlich die welche ich damals als Muster von BB bekommen
habe. :-)

Du darfst dich wundern. Ich habe 3 Stück (OPA660AU)!

Martin

[Rolf_Bombach]

Post by Olaf Kaluza

Post by Jürgen Appel
Sowas kenne ich nicht, "Diamond-Transistor" höre ich hier zum ersten Mal.

Naja, vielleicht kennst du ihn ja nur als OTA. :-P

Es herrscht ja durchaus Begriffsverwirrung, selbst von BB
gepflegt. Der übliche OpAmp hat ja zwei hochohmige Eingänge
(von Exoten a la Norton mal abgesehen), deren Spannungsdifferenz
wird in eine wenig definierte Ausgangsspannung umgesetzt.
Beim OTA wird die Differenzspannung in einen definierten
Ausgangsstrom umgesetzt, wobei die Steilheit meist "programmier-
bar" via Hilfsstrom ist.
Der Diamond-Transistor sieht innerlich eher aus wie die
Eingangsstufe von einem Current Feedback Amplifier, also
ein hochohmiger Eingang ("B") und ein niederohmiger ("E").
Der OPA861 hat ein solches Teil "einzeln" in einem
Gehäuse.

Post by Olaf Kaluza
Ich hab den OPA660 in meiner Diplomarbeit verwendet und fand die Teile
immer irgendwie elegant. Schade das man sie so selten sieht und
nirgendwo ausschlachten kann. Ich finde die haetten es genauso
verdient bebastelt zu werden wie DDS von AD die seit kurzen ueberrall
verwendet werden.

Ich habe meine Hands-On-Beschäftigung mit den Dingern so lange
vor mich hingeschoben, bis sie obsolet waren, schade eigentlich,
das Schaltungsproblem, das ich lösen wollte, existiert immer noch.

Nebst Datenblättern des OPA660, OPA860 und OPA861 finde ich beim
Durchwühlen meiner Akten noch das BB AppBulletin AB-183(SBOA047)
und das AN-188(SBOA049). Auf AB-075 wurde glaub ich schon hingewiesen
(Photodiodenschaltungen).

[Jürgen Appel]

Post by Rolf_Bombach

Post by Olaf Kaluza

Post by Jürgen Appel
Sowas kenne ich nicht, "Diamond-Transistor" höre ich hier zum ersten Mal.

Naja, vielleicht kennst du ihn ja nur als OTA. :-P

[Schöne Funktionsbeschreibung]

Ich muß mir das Ding mal beizeiten in Ruhe anschauen, insbesonders das Noise
model. Schließlich ist das in meiner Anwendung einer der Hauptknackpunkte.
Bei einem Transistor war das ja noch relativ einfach, da der nur 3 Beine
hat, verursacht nur der Strom, der aus der Basis rausfließt zusammen mit
dem Spannungsrauschen dort Rauschen am Ausgang.

Der OTA hat ja nun noch ein paar Beine mehr, wo Rauschströme hinfließen
können...

Post by Rolf_Bombach
Ich habe meine Hands-On-Beschäftigung mit den Dingern so lange
vor mich hingeschoben, bis sie obsolet waren, schade eigentlich,
das Schaltungsproblem, das ich lösen wollte, existiert immer noch.

Sind sie obsolet? Die Chips gibt's ja immer noch, wenn auch nur von wenigen
Herstellern.

Post by Rolf_Bombach
Nebst Datenblättern des OPA660, OPA860 und OPA861 finde ich beim
Durchwühlen meiner Akten noch das BB AppBulletin AB-183(SBOA047)
und das AN-188(SBOA049). Auf AB-075 wurde glaub ich schon hingewiesen
(Photodiodenschaltungen).

Vielen Dank fürs Rauskramen, die Links sind notiert :-)

Gruß,
Jürgen

[Rolf_Bombach]

Post by Jürgen Appel

Post by Rolf_Bombach
Falls
ich es richtig mitgekriegt habe, ist der Fall so: Mit nur
einer Diode könnte das mit der Basisschaltung hinkommen, aber
die Dynamik reicht nicht. Mit dem direkt-subtraktions-Trick
mit den beiden Photodioden in Serie geht Basisschaltung nicht
mehr da die Stromrichtung umkehren kann.

Nein, das ist kein Hindernis: Um dieses Problem zu umgehen, kann man einfach
einen hochohmigen Widerstand vor dem Kaskode-Transistor nach -Ub schalten
und so einen konstanten rauscharmen Strom addieren (sofern -Ub groß ist).
Hinter dem Kaskode-Transistor macht man dassselbe mit +Ub und wird den
Offset so wieder los.

Oh, danke für den Tip, der stand nicht im Paper ;-). Je einfacher,
desto schwieriger ist es, selber darauf zu kommen....

Post by Jürgen Appel
b) man eigentlich zwei Transistoren in Darlington-Basisschaltung bräuchte,
damit der Basisstrom nicht zuviel Rauschen erzeugt.

Müsste ich mir noch überlegen, idR gibt Darlington Rauschprobleme.
Ich glaube mich zu erinnern, dass in einer Appnote zum LM11
darauf näher eingegangen wurde.

[Rolf_Bombach]

Post by Joerg
Das thermische Rauschen eines Widerstandes ist
Vt = SQRT(4kTBR)
Das setzt man gegen Shot Noise der Diode. Peinlich, peinlich, ich hatte
letztens die Boltzmannkonstante nicht mehr im Kopf. Also rasch
nachgesehen, Wikipedia kam als erstes.

Kein Mensch kann sich die merken ;-). Ist aber egal, jeder
Chemiker und praktisch jeder Ingenieur kennt die Gaskonstante
und die Loschmidsche Zahl. Einfach dividieren. Anderer
Tip: Einfach merken, dass an 75 Ohm bei Raumtemperatur
rund 1nV/unsäglich Rauschen anliegt.

Post by Joerg
Da las ich dann, dass Boltzmann
in einer depressiven Phase Selbstmord beging. War gerade mal ueber 60.

Ihm war es noch peinlicher als dir, dass er seine Konstante
vergessen hatte?

Post by Joerg
Mann, das hat mich echt traurig gestimmt.

Rudolf Diesel fällt mir dabei ein. Über das Ableben des
Eidophor-Erfinders Fischer scheint es ebenfalls verschiedene
Versionen zu geben.

[Alexander Dörr]

Post by Jürgen Appel
In unserem Fall geht es darum, die Intensitätsdifferenz zweier heller
(jeweils ca. 5 mW) Lichtstrahlen genau zu messen. Dabei sind wir an der
Statistik des Rauschens interessiert, das Rauschen des Verstärkers muß also
klein gegen das Schrotrauschen des Lichts sein.

Alles klar, dann sind APD und PMT natürlich nicht geeignet. Ich hatte
bisher immer nur mit sehr geringen Licht-Intensitäten zu tun.

Werden die beiden Lichtstrahlen über einen Strahlteiler aus der gleichen
Quelle gewonnen? Hobbs hat eine interessante Schaltung veröffentlicht
[1], die in erster Linie dazu gedacht ist, das Rauschen des Laserlichts
aus dem Messsignal zu eliminieren: Die Schaltung subtrahiert die
Photodiodenströme voneinander, jedoch in einem variablen Verhältnis über
eine Schaltung, die an einen bipolaren Differenzverstärker erinnert.
Über die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Basis-Anschlüssen wird
das Teilerverhältnis verändert. Über einen langsamen I-Regler wird die
DC-Stromdifferenz auf Null ausgeregelt, schnelle Änderungen sind am
Ausgang des TIA sichtbar.

[1] Hobbs, Philip: Ultrasensitive laser measurements without tears

Gruß,
Alexander

[Jürgen Appel]

Post by Alexander Dörr
Werden die beiden Lichtstrahlen über einen Strahlteiler aus der gleichen
Quelle gewonnen? Hobbs hat eine interessante Schaltung veröffentlicht
[1], die in erster Linie dazu gedacht ist, das Rauschen des Laserlichts
aus dem Messsignal zu eliminieren: Die Schaltung subtrahiert die
Photodiodenströme voneinander, jedoch in einem variablen Verhältnis über
eine Schaltung, die an einen bipolaren Differenzverstärker erinnert.

Ja, die Schaltung kenne ich, sein ausgezeichnetes Buch hat sich in unserer
Arbeitsgruppe auch schon bezahlt gemacht... :-)

Post by Alexander Dörr
Über die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Basis-Anschlüssen wird
das Teilerverhältnis verändert. Über einen langsamen I-Regler wird die
DC-Stromdifferenz auf Null ausgeregelt, schnelle Änderungen sind am
Ausgang des TIA sichtbar.

Das hilft, wenn man automatisch die Intensitäten ausbalancieren möchte. Das
Verhältnis ist bei uns im Labor (=Laborbedingungen! ;-) allerdings von sich
aus so stabil, so daß wir dieses Feature nicht benötigen.

Post by Alexander Dörr
[1] Hobbs, Philip: Ultrasensitive laser measurements without tears

Dennoch vielen Dank für die Info. Falls man keinen Universitätszugang hat
und sich das Buch nicht sofort kaufen will, findet man die meisten seiner
Artikel übrigens auch auf seiner Homepage:
http://users.bestweb.net/~hobbs/

Gruß,
Jürgen

[Gerhard Hoffmann]

Post by Jürgen Appel
Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?

Von der Topologie her ist eine kapazitiv überbrückte Stromquelle im Emitter
genau das, was einen Emitterfolger in Schwung bringt. Wenn man zwischen
Basis und Masse die Impedanz misst, sieht das dann kapazitiv mit negativem
Realteil aus. Ein paar nH zwischen Basis und GND, und der Oszillator ist fertig.
Der Widerstand in der Basisleitung soll den negativen Widerstand neutralisieren.

Woran kann man drehen, wenn's nicht reicht?
1. Größerer R -> kann man direkt zum Rbb addieren -> rauscht wie bloede

2. 30 Ohm Ferritperle: Versuch ist's wert.

3. Basis ohne R so kurz abblocken, daß die Serienresonanz so hoch wird,
daß der Transistor auf dieser Frequenz keinen negativen R mehr produzieren kann.

4. Auch zu tiefen Frequenzen hin hört das Theater mit dem neg. R irgendwann
auf, weil die benötigte Rückkopplung über die Transistorkapazitäten wirkt.
Die Induktivität in der Basisleitung zu vergrößern bis die Serienresonanz "zu tief"
liegt führt nicht zum Ziel weil die gewünschte Basisschaltung für das
Nutzsignal dann auch nicht mehr funktioniert.

5. Andere Transistoren mit anderen Kapazitätsverhältnissen nehmen. "Heißere"
Transistoren können durchaus wegen der kleineren Kapazitäten weniger
Schwingneigung zeigen.
Die gängigen UHF-VCOs funktionieren nach dem gleichen Prinzip: kapazitiv
belasteter Emitterfolger, Spule + Serien-Varicap in der Basis, Entnahme der HF
über einen kleinen R im Collector. Diese VCOs funktionieren
mit vergleichsweise lahmen Transistoren meist am besten. Bei schnellen
Transistoren muss man oft mit Extra-Kondensatoren nachhelfen.

Gruß, Gerhard

[Joerg]

Hallo Gerhard,

Post by Gerhard Hoffmann

Post by Jürgen Appel
Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?

Von der Topologie her ist eine kapazitiv überbrückte Stromquelle im Emitter
genau das, was einen Emitterfolger in Schwung bringt. Wenn man zwischen
Basis und Masse die Impedanz misst, sieht das dann kapazitiv mit negativem
Realteil aus. Ein paar nH zwischen Basis und GND, und der Oszillator ist fertig.
Der Widerstand in der Basisleitung soll den negativen Widerstand neutralisieren.
Woran kann man drehen, wenn's nicht reicht?
1. Größerer R -> kann man direkt zum Rbb addieren -> rauscht wie bloede
2. 30 Ohm Ferritperle: Versuch ist's wert.

Aber man oelt doch die Bremsbelaege nicht, wenn sie quietschen ;-)

Post by Gerhard Hoffmann
3. Basis ohne R so kurz abblocken, daß die Serienresonanz so hoch wird,
daß der Transistor auf dieser Frequenz keinen negativen R mehr produzieren kann.

Da kommen wir der Sache naeher.

Post by Gerhard Hoffmann
4. Auch zu tiefen Frequenzen hin hört das Theater mit dem neg. R irgendwann
auf, weil die benötigte Rückkopplung über die Transistorkapazitäten wirkt.
Die Induktivität in der Basisleitung zu vergrößern bis die Serienresonanz "zu tief"
liegt führt nicht zum Ziel weil die gewünschte Basisschaltung für das
Nutzsignal dann auch nicht mehr funktioniert.
5. Andere Transistoren mit anderen Kapazitätsverhältnissen nehmen. "Heißere"
Transistoren können durchaus wegen der kleineren Kapazitäten weniger
Schwingneigung zeigen.

Bingo. Gerade in Europa habt Ihr doch neben schnellen Autos auch ein
sehr schoenes Angebot an heissen BJT, z.B. von Infineon und NXP.

<grummel_modus>
Hier taugt deren Vertriebssystem fuer die Engineering-Phase IMHO leider
nicht und diese logistischen Probleme halten uns davon ab, zu naschen.
Sehr schade, denn deren Entwicklungen sind wirklich meisterhaft. Doch zu
einem guten Produkt gehoert auch immer ein gutes Marketing und das
vermisse ich voellig. Denen sind deshalb fette Deals durch die Lappen
gegangen und sie wissen nicht einmal etwas davon.
</grummel_modus>

Post by Gerhard Hoffmann
Die gängigen UHF-VCOs funktionieren nach dem gleichen Prinzip: kapazitiv
belasteter Emitterfolger, Spule + Serien-Varicap in der Basis, Entnahme der HF
über einen kleinen R im Collector. Diese VCOs funktionieren
mit vergleichsweise lahmen Transistoren meist am besten. Bei schnellen
Transistoren muss man oft mit Extra-Kondensatoren nachhelfen.

[Gerhard Hoffmann]

Post by Joerg

Post by Gerhard Hoffmann
2. 30 Ohm Ferritperle: Versuch ist's wert.

Aber man oelt doch die Bremsbelaege nicht, wenn sie quietschen ;-)

Die verhalten sich bei HF kaum induktiv, eher wie ein Verlustwiderstand.
(schlimmes Q)

Gruß, gerhard

[Joerg]

Hallo Gerhard,

Post by Gerhard Hoffmann

Post by Joerg

Post by Gerhard Hoffmann
2. 30 Ohm Ferritperle: Versuch ist's wert.

Aber man oelt doch die Bremsbelaege nicht, wenn sie quietschen ;-)

Die verhalten sich bei HF kaum induktiv, eher wie ein Verlustwiderstand.
(schlimmes Q)

Ja, aber sie rappeln and man weiss nie genau, wieviel Q herauskommt.
Kommt auf die gerade gekochte Ferritsuppe an. Fuer EMI nehme ich sie,
aber nicht fuer so eine Fusspunktentkopplung. Da koennte ich nicht mehr
ruhig schlafen.

[Winfried Salomon]

Hallo Jürgen,

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige
Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA
hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig
pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte
Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen
rauscharmen.

Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.

also ich hab mal ganz auf die Schnelle aus einem alten Projekt eine
Basisschaltung als Strom-Spannungswandler simuliert an 50 Ohm,
Transistor BF450, 3 dB-Bandbreite bei ca. 5 mA Kollektorstrom etwa 340
MHz. Der BF450 hat ein ft von ca. 600 MHz bei 5 mA. Das Rauschen habe
ich mir jetzt nicht angesehen, die Diode habe ich mit 40 pF angenommen.
Zumindest in der Simulation sieht das stabil aus, aufgebaut habe ich es
aber nicht.

Post by Jürgen Appel
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?
Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen
Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom
nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder
schlechter?

Wenn ich als Transistor z.B. den BFG410W von NXP nehme mit ft= 22 GHz,
dann sollten über 2 GHz Bandbreite drin sein mit der Diode, nur schwingt
es auch in der Simulation, bei dem Transistor kriege ich das nicht weg.
Die Gehäusereaktanzen habe ich natürlich nicht weggelassen.

Von Darlington würde ich lieber die Finger lassen, damit hatte ich immer
sehr leicht Stabilitätsprobleme, weiß auch nicht, ob sowas hier
überhaupt was bringen könnte.

Post by Jürgen Appel
Das T-Glied in der Rückkopplung des TIA wollen wir unbedingt vermeiden, weil
am Ende das Rauschen unter 10000 Elektronen pro 12ns-Lichtpuls liegen
soll...

Mit Basisschaltung wird Transimpedanzverstärker unnötig, es ginge auch
normaler OP. Bei hoher Verstärkung muß man dann wohl mehrstufig
arbeiten, aber da sehe ich kein Problem. Ob das mit dem Rauschen so
geht, kann ich so nicht überschauen, kann man aber auch abschätzen.

mfg. Winfried

[Joerg]

Hallo Winfried,

Post by Winfried Salomon

Post by Jürgen Appel

Post by Joerg
Wie Alexander schrieb, die Kaskode am Eingang ist die einzige
Moeglichkeit, trotz hoher Photodioden-Kapazitaet einen schnellen TIA
hinzulegen. Musste das gerade auch machen, obwohl unsere nur einige zig
pF hatte. Kostet ja nur einen billigen Transistor. Wenn man das letzte
Photon herausknirzen muss, vielleicht ein paar Cents mehr fuer einen
rauscharmen.

Wir haben hier das gleiche Problem: Zwei Photodioden, je 6 pf und OPA847 um
damit eine Bandbreite von 100 MHz zu erreichen. Ich habe den
Hinterher war die Basisschaltung am schwingen. Auch ein kleiner Widerstand
an der Basis hat nicht geholfen, so daß am Ende ein normaler
Transimpedanzverstärker mit manuell auf ~1 pF genau getrimmter Rückkopplung
mehr oder weniger stabil funktionierte. Richtig reproduzierbar ist das so
natürlich nicht :-(.

also ich hab mal ganz auf die Schnelle aus einem alten Projekt eine
Basisschaltung als Strom-Spannungswandler simuliert an 50 Ohm,
Transistor BF450, 3 dB-Bandbreite bei ca. 5 mA Kollektorstrom etwa 340
MHz. Der BF450 hat ein ft von ca. 600 MHz bei 5 mA. Das Rauschen habe
ich mir jetzt nicht angesehen, die Diode habe ich mit 40 pF angenommen.
Zumindest in der Simulation sieht das stabil aus, aufgebaut habe ich es
aber nicht.

Post by Jürgen Appel
Gibt's da irgendwelche Tricks, wie man die Bassischaltung stabil bekommt?
Bei 12pf und 100 MHz müsste man ja eigentlich auch einen
Darlington-Transistor im in Bassischaltung nehmen, damit der Bassistrom
nicht alles verrauscht. Wird die Stabilität dann eher besser oder
schlechter?

Wenn ich als Transistor z.B. den BFG410W von NXP nehme mit ft= 22 GHz,
dann sollten über 2 GHz Bandbreite drin sein mit der Diode, nur schwingt
es auch in der Simulation, bei dem Transistor kriege ich das nicht weg.
Die Gehäusereaktanzen habe ich natürlich nicht weggelassen.

Bei solchen heissen Eisen braucht man fast immer ein Trennblech.

Post by Winfried Salomon
Von Darlington würde ich lieber die Finger lassen, damit hatte ich immer
sehr leicht Stabilitätsprobleme, weiß auch nicht, ob sowas hier
überhaupt was bringen könnte.

Post by Jürgen Appel
Das T-Glied in der Rückkopplung des TIA wollen wir unbedingt
vermeiden, weil
am Ende das Rauschen unter 10000 Elektronen pro 12ns-Lichtpuls liegen
soll...

Mit Basisschaltung wird Transimpedanzverstärker unnötig, es ginge auch
normaler OP. Bei hoher Verstärkung muß man dann wohl mehrstufig
arbeiten, aber da sehe ich kein Problem. Ob das mit dem Rauschen so
geht, kann ich so nicht überschauen, kann man aber auch abschätzen.

Mit normalem Opamp bekommst Du teilweise wieder den Millereffekt, auch
wenn die Basis HF-maessig auf Masse liegt. Sie hat ja keinen idealen
Anschluss mit unendlich viel Siemens. Oder wie immer das bei Euch
derzeit heisst, bei uns mho.

[Winfried Salomon]

Hallo Joerg,

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Wenn ich als Transistor z.B. den BFG410W von NXP nehme mit ft= 22 GHz,
dann sollten über 2 GHz Bandbreite drin sein mit der Diode, nur
schwingt es auch in der Simulation, bei dem Transistor kriege ich das
nicht weg. Die Gehäusereaktanzen habe ich natürlich nicht weggelassen.

Bei solchen heissen Eisen braucht man fast immer ein Trennblech.

ich würde mich da so ohne Weiteres nicht rantrauen, vor allem weil die
dann bei etlichen GHz schwingen und man das nicht so leicht nachweisen
kann. Aber hier wären solche Transistoren auch wie Kanonen auf Spatzen
geschossen, die nimmt man IMHO für GHz-Verstärker.

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Mit Basisschaltung wird Transimpedanzverstärker unnötig, es ginge auch
normaler OP. Bei hoher Verstärkung muß man dann wohl mehrstufig
arbeiten, aber da sehe ich kein Problem. Ob das mit dem Rauschen so
geht, kann ich so nicht überschauen, kann man aber auch abschätzen.

Mit normalem Opamp bekommst Du teilweise wieder den Millereffekt, auch
wenn die Basis HF-maessig auf Masse liegt. Sie hat ja keinen idealen
Anschluss mit unendlich viel Siemens. Oder wie immer das bei Euch
derzeit heisst, bei uns mho.

Siemens hab ich für den Leitwert auch mal gelernt, hab auch schon das
Ohm-Zeichen auf dem Kopf gesehen ;-). Die Basisschaltung hat grob
geschätzt eine Eingangsimpedanz in der Gegend von 10 Ohm, das eliminiert
die Kapazität der Diode schon recht gut. Der Kollektor geht dann
hochohmig auf z.B. 50 Ohm, die Rückwirkungskapazität ist dann parallel
und meist sehr klein. Diese Schaltung hat als stromgesteuerte
Spannungsquelle die höchstmögliche Bandbreite, Basisschaltung eben und
kaum Rückwirkung.

In einer Diskussion vor einigen Monaten hatte ich das mal
interessehalber untersucht und auch mal eine Variante mit einem EL5166
getestet, das ist ein Transimpedanz-OP mit 1.4 GHz Transitfrequenz.
Dabei traten genau die Probleme wie im Topic auf, die Schwingneigung
mußte mit Kapazität in der Gegenkopplung kompensiert werden, was die
Bandbreite reduziert. Dieses Problem hat man bei der Basisschaltung
nicht, solange die selbst stabil bleibt.

Ich weiß natürlich nicht, ob das der gewünschte Ansatz sein könnte, weil
ich die anderen Mails jetzt nicht mehr im Kopf habe. Jedenfalls hatte
ich den Eindruck, daß ein Transimpedanz-OP für Fotodioden mit großer
Kapazität bei hoher Bandbreite nicht so optimal aussieht.

mfg. Winfried

[Joerg]

Hallo Winfried,

Post by Winfried Salomon

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Wenn ich als Transistor z.B. den BFG410W von NXP nehme mit ft= 22
GHz, dann sollten über 2 GHz Bandbreite drin sein mit der Diode, nur
schwingt es auch in der Simulation, bei dem Transistor kriege ich das
nicht weg. Die Gehäusereaktanzen habe ich natürlich nicht weggelassen.

Bei solchen heissen Eisen braucht man fast immer ein Trennblech.

ich würde mich da so ohne Weiteres nicht rantrauen, vor allem weil die
dann bei etlichen GHz schwingen und man das nicht so leicht nachweisen
kann. Aber hier wären solche Transistoren auch wie Kanonen auf Spatzen
geschossen, die nimmt man IMHO für GHz-Verstärker.

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Mit Basisschaltung wird Transimpedanzverstärker unnötig, es ginge
auch normaler OP. Bei hoher Verstärkung muß man dann wohl mehrstufig
arbeiten, aber da sehe ich kein Problem. Ob das mit dem Rauschen so
geht, kann ich so nicht überschauen, kann man aber auch abschätzen.

Mit normalem Opamp bekommst Du teilweise wieder den Millereffekt, auch
wenn die Basis HF-maessig auf Masse liegt. Sie hat ja keinen idealen
Anschluss mit unendlich viel Siemens. Oder wie immer das bei Euch
derzeit heisst, bei uns mho.

Siemens hab ich für den Leitwert auch mal gelernt, hab auch schon das
Ohm-Zeichen auf dem Kopf gesehen ;-). Die Basisschaltung hat grob
geschätzt eine Eingangsimpedanz in der Gegend von 10 Ohm, das eliminiert
die Kapazität der Diode schon recht gut. Der Kollektor geht dann
hochohmig auf z.B. 50 Ohm, die Rückwirkungskapazität ist dann parallel
und meist sehr klein. Diese Schaltung hat als stromgesteuerte
Spannungsquelle die höchstmögliche Bandbreite, Basisschaltung eben und
kaum Rückwirkung.
In einer Diskussion vor einigen Monaten hatte ich das mal
interessehalber untersucht und auch mal eine Variante mit einem EL5166
getestet, das ist ein Transimpedanz-OP mit 1.4 GHz Transitfrequenz.
Dabei traten genau die Probleme wie im Topic auf, die Schwingneigung
mußte mit Kapazität in der Gegenkopplung kompensiert werden, was die
Bandbreite reduziert. Dieses Problem hat man bei der Basisschaltung
nicht, solange die selbst stabil bleibt.
Ich weiß natürlich nicht, ob das der gewünschte Ansatz sein könnte, weil
ich die anderen Mails jetzt nicht mehr im Kopf habe. Jedenfalls hatte
ich den Eindruck, daß ein Transimpedanz-OP für Fotodioden mit großer
Kapazität bei hoher Bandbreite nicht so optimal aussieht.

Wenn man bei gegebener (hoher) Kapazitaet das letzte an Bandbreite
herauskitzeln muss, dann kommt man um eine Kaskode nicht herum. Hat m.W.
auch Phil Hobbs geschrieben und der muss es wissen. Ihn findet man
uebrigens regelmaessig bei s.e.d. Aber so ein Transistor kostet ja in
Anbetracht des teuren TIA nur ein paar Krumen. Ist zu verschmerzen ;-)

[Winfried Salomon]

Hallo Joerg,

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Ich weiß natürlich nicht, ob das der gewünschte Ansatz sein könnte,
weil ich die anderen Mails jetzt nicht mehr im Kopf habe. Jedenfalls
hatte ich den Eindruck, daß ein Transimpedanz-OP für Fotodioden mit
großer Kapazität bei hoher Bandbreite nicht so optimal aussieht.

Wenn man bei gegebener (hoher) Kapazitaet das letzte an Bandbreite
herauskitzeln muss, dann kommt man um eine Kaskode nicht herum. Hat m.W.
auch Phil Hobbs geschrieben und der muss es wissen. Ihn findet man
uebrigens regelmaessig bei s.e.d. Aber so ein Transistor kostet ja in
Anbetracht des teuren TIA nur ein paar Krumen. Ist zu verschmerzen ;-)

ich hab grade mal etwas gesucht:
http://users.bestweb.net/~hobbs/frontends/frontends.pdf

Das sieht ganz gut aus, danke für den Tip. Figure 5 ist das, was ich
meinte, ohne OP. Mit OP TL071 klappt das auch, die Entkopplung der
Diodenkapazität ist sehr deutlich und die Notwendigkeit der Kompensation
entfällt, der Frequenzgang des OP wird voll ausgereizt. Nur mit dem
Biasstrom ist das ungünstig, aber da ist in Figure 9 eine Lösung
angegeben, die als Bootstrap und Kaskode bezeichnet wird, obwohl bei mir
Kaskode was anderes ist.

Mit Transimpedanz-OP wie EL5166 scheint das so nicht zu gehen, es ist
bei mir instabil und man kann keine Verbesserung erzielen, wenn man es
kompensiert.

Werde mir mal die Schaltung in Figure 9 bei Gelegenheit ansehen.

mfg. Winfried

[Joerg]

Hallo Winfried,

Post by Winfried Salomon

Post by Joerg

Post by Winfried Salomon
Ich weiß natürlich nicht, ob das der gewünschte Ansatz sein könnte,
weil ich die anderen Mails jetzt nicht mehr im Kopf habe. Jedenfalls
hatte ich den Eindruck, daß ein Transimpedanz-OP für Fotodioden mit
großer Kapazität bei hoher Bandbreite nicht so optimal aussieht.

Wenn man bei gegebener (hoher) Kapazitaet das letzte an Bandbreite
herauskitzeln muss, dann kommt man um eine Kaskode nicht herum. Hat
m.W. auch Phil Hobbs geschrieben und der muss es wissen. Ihn findet
man uebrigens regelmaessig bei s.e.d. Aber so ein Transistor kostet ja
in Anbetracht des teuren TIA nur ein paar Krumen. Ist zu verschmerzen ;-)

http://users.bestweb.net/~hobbs/frontends/frontends.pdf
Das sieht ganz gut aus, danke für den Tip. Figure 5 ist das, was ich
meinte, ohne OP. Mit OP TL071 klappt das auch, die Entkopplung der
Diodenkapazität ist sehr deutlich und die Notwendigkeit der Kompensation
entfällt, der Frequenzgang des OP wird voll ausgereizt. Nur mit dem
Biasstrom ist das ungünstig, aber da ist in Figure 9 eine Lösung
angegeben, die als Bootstrap und Kaskode bezeichnet wird, obwohl bei mir
Kaskode was anderes ist.
Mit Transimpedanz-OP wie EL5166 scheint das so nicht zu gehen, es ist
bei mir instabil und man kann keine Verbesserung erzielen, wenn man es
kompensiert.
Werde mir mal die Schaltung in Figure 9 bei Gelegenheit ansehen.

Current Feedback Amps benutzt hier kaum jemand, soweit ich sehen kann.
Irgendwie zu exotisch. Es ist besser, mindestens ein Second Source zu haben.

[Rolf_Bombach]

Post by Joerg
Anderer Trick: Photodiode vorspannen. Die meisten duerfen bis 5V
bekommen, manche mehr. Das reduziert die Kapazitaet.

Vorallem bei PIN-Dioden. Bei präzisen Messungen verwendet
man aber auch PN-Photodioden. Die sind eh langsamer und
die Vorspannung nützt da nicht allzuviel. Schlimmer, die
gehen schon mit einstelligen Volts kaputt. Auch die
teuren von UDT.

[Thomas Schaerer]

Post by Tilmann Reh
Hallo zusammen,
im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und
C2||22p
.-----||-----.
| || |
| ___ |
o----|___|---o
| R2 330k |
| .-----)---------------.
100R | |\| | |
.-----|___|------o----|-\ | /+\
| R1 | >----' ( )5V
| .----|+/ OPA2340 \-/
|C1 | |/| |
|4n7 /+\ | |
--- ( ) | |
--- \-/ | |
| | 2V5 | |
| | | |
'----------------o------o---------------------'

Warum realisierst Du eigentlich eine invertierende
Verstaerkerschaltung? Ich sehe gar keinen Grund.

Wenn Du das Signal des C1 (Fotodiode) nichtinvertierend verstaerkst,
hast Du einen hochohmigen Eingang. Hast Du denn daran gedacht, dass
bei Deiner Schaltung der Eingangswiderstand nur so hoch ist wie R1,
also bloss 100 Ohm?

4.7 nF und 100 Ohm gibt eine sehr niedrige Zeitkonstante, bzw. einen
passiven Hochpass mit hoher Grenzfrequenz.

Dass Deine Schaltung schwingt, kann u.U. daran liegen, dass die
Schaltung eine ganz kleine parasitaere Hysterese (Nano-Schmitt-Triger)
hat. Diese kann dadurch zustande kommen, dass von Ausgang zum
nichtinv. Eingang eine parasitaerem sehr schwache Mitkopplung durch
die Beschaltung zustande kommt.

Wenn dies der Fall waere, hat Deine Schaltung eine gewisse
Aehnlichkeit mit dem typischen Opamp-Rechteckgenerator, wie Du ihn
z.B.hier siehst:

http://www.krucker.ch/DiverseDok/Rechteckgenerator.pdf

PS.: Ich kann erst wieder ab naechsten Dienstag mitdiskutieren.

Gruss
Thomas

[Rolf_Bombach]

Post by Thomas Schaerer
Warum realisierst Du eigentlich eine invertierende
Verstaerkerschaltung? Ich sehe gar keinen Grund.

Zeitkonstante? Virtual Ground wegen der grossen Diodenkapazität?
Linearität, da die Diode eine Stromquelle und nur eine logarithmische
Spannungsquelle darstellt?

Post by Thomas Schaerer
Wenn Du das Signal des C1 (Fotodiode) nichtinvertierend verstaerkst,
hast Du einen hochohmigen Eingang. Hast Du denn daran gedacht, dass
bei Deiner Schaltung der Eingangswiderstand nur so hoch ist wie R1,
also bloss 100 Ohm?

Hoffentlich. Zielwert ist ja Null Ohm. Die 100 Ohm sind Kompromiss
gegen Schwingungen. Eine andere Idee wäre eine Gegenkopplung
in der Grössenordung der Eingangsspannungsunsicherheit (Rauschen
usw) des Opamps. Besonders praktisch bei umschaltbaren
Empfindlichkeiten. Siehe Appnote 242 von Natsemi, Schaltung 11.

Post by Thomas Schaerer
4.7 nF und 100 Ohm gibt eine sehr niedrige Zeitkonstante, bzw. einen
passiven Hochpass mit hoher Grenzfrequenz.

Das ist ja der Sinn der Schaltung mit virtueller Erdung.

Post by Thomas Schaerer
Dass Deine Schaltung schwingt, kann u.U. daran liegen, dass die
Schaltung eine ganz kleine parasitaere Hysterese (Nano-Schmitt-Triger)
hat. Diese kann dadurch zustande kommen, dass von Ausgang zum
nichtinv. Eingang eine parasitaerem sehr schwache Mitkopplung durch
die Beschaltung zustande kommt.

Irgend so ein Dreckeffekt ist leider zu vermuten.

[Bernd Mayer]

Post by Tilmann Reh
Hallo zusammen,
im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und
C2||22p
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| R2 330k |
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|4n7 /+\ | |
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| | 2V5 | |
| | | |
'----------------o------o---------------------'
(created by AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 www.tech-chat.de)
Die Kapazität am Eingang verursacht eine Instabilität des OP, das Teil
schwingt (ohne Eingangssignal, exakt nur die obige Schaltung) sachte und
unregelmäßig bei Frequenzen von einigen kHz und einer Ausgangsamplitude
von ca. 50-80 mVss vor sich hin. Das Signal ist alles andere als
sinusförmig, hat aber doch einen erkennbar wellenförmigen Verlauf.
(Bei Bedarf kann ich ja mal ein Schirmbild online stellen.)
Hat jemand eine Idee, warum der OP diese Kapazität am Eingang nicht
verträgt?

Hallo,

es gibt Oszillotarschaltungen die sehen halt genauso aus.
Der opamp verstärkt auch durch die exteren Kapazitäten nichtlinear und
bei irgendeiner Frequenz reicht die Phasenverschiebung dann aus zum
Schwingen.

Man kann versuchen durch Annäherung an einen frequenzuabhängigen
Spannungsteiler die Schaltung zu Optimieren. Parallel zu C1 liegt bei
der Ersatzschaltung ja noch der Ersatzwidestand der Photodiode. den muss
man dabei auch versuchen zu berücksichtigen. Da dieser nicht konstant
ist muss man halt Kompromisse eingehen. In der Praxis sieht das so aus
man z.B. C2 passend verändert ohne die Bandbreite zu sehr zu begrenzen.
Eine andere Lösung beruht darauf nur einen Teil des opampausgangs
zurückzukoppeln, dabei erhöht sich aber das Rauschen.

Passnde Schaltungen und Tips dazu gibt es bei den Opampherstellern wie
Burr-Brown -jetzt TI, AD oder AD.

http://www.google.de/search?q=Photodiode+Amplifier+Opamp+appnote


Bernd Mayer

[Bernd Mayer]

Post by Tilmann Reh
im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und
C2||22p
.-----||-----.
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(created by AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 www.tech-chat.de)
Die Kapazität am Eingang verursacht eine Instabilität des OP, das Teil
schwingt (ohne Eingangssignal, exakt nur die obige Schaltung) sachte und
unregelmäßig bei Frequenzen von einigen kHz und einer Ausgangsamplitude
von ca. 50-80 mVss vor sich hin. Das Signal ist alles andere als
sinusförmig, hat aber doch einen erkennbar wellenförmigen Verlauf.
Hat jemand eine Idee, warum der OP diese Kapazität am Eingang nicht
verträgt?

Hallo,

es gibt Oszillotarschaltungen die sehen genauso aus!
Der Opamp verstärkt auch durch die externen Kapazitäten nichtlinear und
bei irgendeiner Frequenz reicht die Phasenverschiebung dann aus zum
Schwingen.

Man kann versuchen durch Annäherung an einen frequenzuabhängigen
Spannungsteiler die Schaltung zu Optimieren. Parallel zu C1 liegt bei
der Ersatzschaltung ja noch der Ersatzwiderstand der Photodiode. den
muss man dabei auch versuchen zu berücksichtigen. Da dieser nicht
konstant ist muss man halt Kompromisse eingehen. In der Praxis sieht das
so aus dass man z.B. C2 passend verändert ohne die Bandbreite zu sehr zu
begrenzen.

Eine andere Lösung beruht darauf nur einen Teil des Opampausgangs
zurückzukoppeln, dabei erhöht sich aber das Rauschen.

Passende Schaltungen und Tips dazu gibt es bei den Opampherstellern wie
Burr-Brown -jetzt TI, AD oder LT.

http://www.google.de/search?q=Photodiode+Amplifier+Opamp+appnote


Bernd Mayer

[Helmut Sennewald]

Post by Tilmann Reh
Hallo zusammen,
im Rahmen einer Meßschaltung haben wir folgenden Transimpedanzverstärker
aufgebaut, der den Strom aus einer (großflächigen) Fotodiode erfassen
und verstärken soll. Die Fotodiode hat eine Kapazität von ca. 4-5 nF und
C2||22p
.-----||-----.
| || |
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| R2 330k |
| .-----)---------------.
100R | |\| | |
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| R1 | >----' ( )5V
| .----|+/ OPA2340 \-/
|C1 | |/| |
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(created by AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 www.tech-chat.de)
Die Kapazität am Eingang verursacht eine Instabilität des OP, das Teil
schwingt (ohne Eingangssignal, exakt nur die obige Schaltung) sachte und
unregelmäßig bei Frequenzen von einigen kHz und einer Ausgangsamplitude
von ca. 50-80 mVss vor sich hin. Das Signal ist alles andere als
sinusförmig, hat aber doch einen erkennbar wellenförmigen Verlauf.
(Bei Bedarf kann ich ja mal ein Schirmbild online stellen.)
Es handelt sich nicht um eine Einkopplung eines äußeren Signals, das
Ganze ist kompakt in SMD auf einer "richtigen" Leiterplatte mit guter
Massefläche und Abblock-C direkt am OP aufgebaut. Die Instabilität ist
mit einem Kerko am Eingang genauso reproduzierbar wie mit der Fotodiode.
Versorgung und 2V5-Referenz sind, soweit mit dem Oszilloskop
feststellbar, absolut sauber.
Änderung vom "Schutzwiderstand" R1 auf z.B. 0, 1k oder 10k bewirken gar
nichts, ebenso wie das Vergrößern von C2. Sobald man C1 entfernt, ist
der OP-Ausgang perfekt ruhig (bis auf ein ganz kleines bißchen Rauschen
natürlich).
Andere testhalber eingesetzte OP-Typen (OPA2337, TS912, TLC27L7) haben
grundsätzlich dasselbe Problem, wenn auch das Frequenzspektrum dann
etwas anders ist (27L7 schwingt z.B. deutlich langsamer).
Das Großsignalverhalten scheint einwandfrei (z.B. mit der Fotodiode und
"intensiver" Ansteuerung (einige µA)), nur ist eben alles mit dieser
seltsamen Schwingung überlagert.
Hat jemand eine Idee, warum der OP diese Kapazität am Eingang nicht
verträgt?
Tilmann
--
http://www.autometer.de - Elektronik nach Maß.

Hallo Tilmann,

Hast du kapazitive Last am Ausgang, z.B. ein Koaxialkabel oder
gar irgendeinen Kondensator mit einigen nF?

Deshalb auch beim Messen unbedingt einen 10:1 Taskopf und
keinen 1:1 Tastkopf verwenden.

Gruß
Helmut

PS: Sorry, es war ein Versehen, dass ich die gleiche Antwort
zuvor an deine e-mail Adresse geschickt habe. Manche Leute
sind da ja ganz empfindlich ...

[Tilmann Reh]

Post by Helmut Sennewald
Hast du kapazitive Last am Ausgang, z.B. ein Koaxialkabel oder
gar irgendeinen Kondensator mit einigen nF?

Nein, am Ausgang ist derzeit gar keine sonstige Last. Später in der
Anwendung nur ein kleines RC-Rauschfilter und dann ein ADC.

Post by Helmut Sennewald
Deshalb auch beim Messen unbedingt einen 10:1 Taskopf und
keinen 1:1 Tastkopf verwenden.

Immer. "Ich 'abe gar keine 1:1 Tastkopf." :-)

Wie ich inzwischen nachvollziehen konnte, ist diese Instabilität ein
typisches Problem von TIA in dieser Konfiguration. Aber ein paar
Lösungsansätze habe ich auch schon gesammelt, muß nur noch ein bißchen
simulieren und testen...

Post by Helmut Sennewald
PS: Sorry, es war ein Versehen, dass ich die gleiche Antwort
zuvor an deine e-mail Adresse geschickt habe. Manche Leute
sind da ja ganz empfindlich ...

Wäre bei Dir nicht schlimm gewesen, aber despammed scheint mal wieder
nicht richtig zu funktionieren (zumindest ist bislang nichts
angekommen)... :-/ [Zumindest ist aber dadurch sichergestellt, daß auch
kein Spam durchkommt...]

Tilmann

[Helmut Sennewald]

Post by Tilmann Reh

Post by Helmut Sennewald
Hast du kapazitive Last am Ausgang, z.B. ein Koaxialkabel oder
gar irgendeinen Kondensator mit einigen nF?

Nein, am Ausgang ist derzeit gar keine sonstige Last. Später in der
Anwendung nur ein kleines RC-Rauschfilter und dann ein ADC.

Post by Helmut Sennewald
Deshalb auch beim Messen unbedingt einen 10:1 Taskopf und
keinen 1:1 Tastkopf verwenden.

Immer. "Ich 'abe gar keine 1:1 Tastkopf." :-)
Wie ich inzwischen nachvollziehen konnte, ist diese Instabilität ein
typisches Problem von TIA in dieser Konfiguration. Aber ein paar
Lösungsansätze habe ich auch schon gesammelt, muß nur noch ein bißchen
simulieren und testen...

Post by Helmut Sennewald
PS: Sorry, es war ein Versehen, dass ich die gleiche Antwort
zuvor an deine e-mail Adresse geschickt habe. Manche Leute
sind da ja ganz empfindlich ...

Wäre bei Dir nicht schlimm gewesen, aber despammed scheint mal wieder
nicht richtig zu funktionieren (zumindest ist bislang nichts
angekommen)... :-/ [Zumindest ist aber dadurch sichergestellt, daß auch
kein Spam durchkommt...]
Tilmann
--
http://www.autometer.de - Elektronik nach Maß.

Hallo Tillmann,

Zunächst mal gibt es noch drei Fehlerqellen für deine gemessenen Störungen.
Es wird aber wohl 1.) sein.

1. Deine 2.5V Referenz rauscht oder schwingt.
Bedenke dass dein TIA Störungen am +Eingang(Referenz)
um bis zu Faktor 200 verstäkt. (G_max=C1/C2).
Probier mal einen abgeblockten Spannungsteiler statt Referenz.
Da fällt mir doch gerade ein, dass Referenzquellen oft ein Rauschen
von 200nV/Hz0.5 haben. Das ist 10 mal soviel wie dein OPamp hat.
Das ergibt dann 60mVpp noise. Siehe meine eigenen Messungen unten.
Prolem gelöst? Ich denke damit ist klar wo dein Problem liegt!!!

2. Du hast große Störungen auf deiner 5V-Versorgung. Das halte ich aber
für ziemlich unwahrscheinlich.

3. Du hast 100nF an den Ausgang angeschlossen wegen Layoutfehler
ode Ätzfehler. Immerhin dnkbar. Allerdings gibt das eine scöne stabile
Schwingung. Passt also nicht zu deinem Fehlerbild.


Genug der Theory.
Ich habe jetzt mal einen OPA4340 (4fach 340) aus einem Schrottboard
recycled und deine Schaltung nachgebaut. Auf R1=100Ohm habe ich
verzichtet. Die drei freien OPamps habe ich als Spannungsfolger
beschaltet.Die freien +Eingange und den +Eingang des TIAs habe ich
auf einen Spannungsteiler gelegt (VCC/2=2.5V).
VCC---240k---o---240k paralllel 0.47uF---GND
Da ich keine Photodiode habe, habe ich einen 4.7nF Kondensator
verwendet. Die Versorgungsspannung(Labornetzteil) habe ich mit
0.22uF direkt am IC geblockt.


Ergebnis:
Auf dem Scope 10mV/Skalenteil(1:1) sieht man ca. 6mVpp Rauschen
was effektiv ca. 0.7m...1mV RMS entsprechen dürfte. Durch das
Noise-peaking ist das Rauschen Bandpass begrenzt. Deshalb hat man
den Einduck das Rauschsignal habe besonders viel Amplitude um 20kHz.
Diese 6mV Raushspannung verschwinden, wenn man den 4,7nF C entfernt.
Mit LTspice kommt man auf 0.8mV-RMS an Rauschen für 20nV/Hz^0.5
für deine Schaltung. Gerade für das Verständnis des Noise-Peaking
solcher TIA-Schaltungen ist (LT)SPICE hervorragend geeignet.

Dann habe ich eine kapazitive Last OP-Ausgang ausprobiert.
Man glaubt es nicht, aber erst mit 100nF schwingt der TIA.
47nF haben nicht gereicht um ihm schwingen zu lassen.

Den Opamp OPAX340 kann man guten Gewissens als TIA empfehlen.
Dieser Opamp verhält sich sehr "brav" als TIA selbst mit großer
Kapazitätet sowohl in Theorie(SPICE) als auch in der Praxis.
Die untersuchte Schaltung eignet sich auch hervorragend als
Lehrbeispiel (Versuch). Man kann hier prima zeigen, dass
Theorie und Praxis überinstimmen und auf so wichtige Dinge
wie Rauschen der2.5V-Referenz hinweisen.

Hoffentlich haben die (TI) den Opamp nicht schechter gemacht durch
Design- oder Prozessänderungen. Bei mir steht BB und Datum 0046
auf dem Chip. Das heißt noch von BB produziert im Jahr 2000.

Aber wie schon ganz oben in 1.) angedeutet, dein Problem kommt
höchst wahrcheinlich von der deiner Referenzquelle (2.5V).

Gruß
Helmut

Achtung, Werbung!

LTspice
http://www.linear.com/designtools/software/switchercad.jsp

Yahoo user goup
http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/

[Ralph A. Schmid, dk5ras]

Post by Helmut Sennewald
Hoffentlich haben die (TI) den Opamp nicht schechter gemacht durch
Design- oder Prozessänderungen. Bei mir steht BB und Datum 0046
auf dem Chip. Das heißt noch von BB produziert im Jahr 2000.

TI macht sowas, wir haben da mit den OPA404 ziemlich leiden müssen,
irgendwas ist anders, was auch immer. Der AD713 scheint dagegen
unverändert, haben wir eben den verwendet.

[Tilmann Reh]

Post by Helmut Sennewald
Zunächst mal gibt es noch drei Fehlerqellen für deine gemessenen Störungen.
Es wird aber wohl 1.) sein.
1. Deine 2.5V Referenz rauscht oder schwingt.
Bedenke dass dein TIA Störungen am +Eingang(Referenz)
um bis zu Faktor 200 verstäkt. (G_max=C1/C2).
Probier mal einen abgeblockten Spannungsteiler statt Referenz.
Da fällt mir doch gerade ein, dass Referenzquellen oft ein Rauschen
von 200nV/Hz0.5 haben. Das ist 10 mal soviel wie dein OPamp hat.
Das ergibt dann 60mVpp noise. Siehe meine eigenen Messungen unten.
Prolem gelöst? Ich denke damit ist klar wo dein Problem liegt!!!

Nach intensivem Lesen diverser Applikationsberichte zum Thema TIA und
(große, hochkapazitive) Fotodioden war ich am Wochenende zu dem selben
Schluß gekommen. Ich hatte auch die Verstärkung in Bezug auf Störsignale
bzw. Rauschen simuliert (LTSpice) - und diese hat ein Maximum genau
dort, wo ich bevorzugt Frequenzanteile im Ausgangssignal messen konnte.

Ich habe in der Schaltung noch eine gefilterte und gepufferte Referenz
gleicher Spannung. Wenn ich die an den TIA lege, ist die Störung
komplett weg. Demnach liegt es also wirklich am Rauschen der Referenz.
Ich hätte nicht erwartet, daß das so viel ausmacht. Man lernt nie aus...

Post by Helmut Sennewald
Ich habe jetzt mal einen OPA4340 (4fach 340) aus einem Schrottboard
recycled und deine Schaltung nachgebaut.
...

Danke für Deine Bemühungen! Deine Messungen und Simulationen decken sich
mit meinen (aktuellen) und bestätigen die obige Analyse.

Post by Helmut Sennewald
Den Opamp OPAX340 kann man guten Gewissens als TIA empfehlen.
Dieser Opamp verhält sich sehr "brav" als TIA selbst mit großer
Kapazitätet sowohl in Theorie(SPICE) als auch in der Praxis.
Die untersuchte Schaltung eignet sich auch hervorragend als
Lehrbeispiel (Versuch). Man kann hier prima zeigen, dass
Theorie und Praxis überinstimmen und auf so wichtige Dinge
wie Rauschen der2.5V-Referenz hinweisen.

ACK. Danke auch für die Bestätigung meiner OP-Auswahl. :-)

Post by Helmut Sennewald
Hoffentlich haben die (TI) den Opamp nicht schechter gemacht durch
Design- oder Prozessänderungen. Bei mir steht BB und Datum 0046
auf dem Chip. Das heißt noch von BB produziert im Jahr 2000.

Scheinbar wurde er nicht schlechter, meiner ist von September 2006.

Post by Helmut Sennewald
Aber wie schon ganz oben in 1.) angedeutet, dein Problem kommt
höchst wahrcheinlich von der deiner Referenzquelle (2.5V).

Ja, mit dieser Vermutung hattest Du absolut recht. Nun bekomme ich ein
sauberes Ausgangssignal, ohne die Signal-Bandbreite über den Kondensator
in der Gegenkopplung verringern zu müssen.

Danke,

Tilmann